【導(dǎo)讀】對(duì)于數(shù)字波束成形相控陣，要生成LO，通常會(huì)考慮的實(shí)現(xiàn)方法是向分布于天線陣列中的一系列鎖相環(huán)分配常用基準(zhǔn)頻率。對(duì)于這些分布式鎖相環(huán)，目前文獻(xiàn)中還沒有充分記錄用于評(píng)估組合相位噪聲性能的方法。
在分布式系統(tǒng)中，共同噪聲源是相關(guān)的，而分布式噪聲源如果不相關(guān)，在RF信號(hào)組合時(shí)就會(huì)降低。對(duì)于系統(tǒng)中的大部分組件，這都可以非常直觀地加以評(píng)估。對(duì)于鎖相環(huán)，環(huán)路中的每個(gè)組件都有與之相關(guān)聯(lián)的噪聲傳遞函數(shù)，它們的貢獻(xiàn)是控制環(huán)路以及任何頻率轉(zhuǎn)換的函數(shù)。這會(huì)在嘗試評(píng)估組合相位噪聲輸出時(shí)增加復(fù)雜性。本文基于已知的鎖相環(huán)建模方法，以及對(duì)相關(guān)和不相關(guān)貢獻(xiàn)因素的評(píng)估，提出了跟蹤不同頻率偏移下的分布式PLL貢獻(xiàn)的方法。
簡介
對(duì)于任何無線電系統(tǒng)，都需要為接收器和激勵(lì)器精心設(shè)計(jì)本地振蕩器(LO)生成的實(shí)現(xiàn)方法。隨著數(shù)字波束成形在相控陣天線系統(tǒng)中不斷普及，需要在大量分布式接收器和激勵(lì)器中分配LO信號(hào)和基準(zhǔn)頻率，這讓設(shè)計(jì)變得更加復(fù)雜。
在系統(tǒng)架構(gòu)層面需要權(quán)衡的因素包括，分配所需的LO頻率或分配較低的頻率基準(zhǔn)，以及在靠近使用點(diǎn)的物理位置產(chǎn)生所需的LO。通過鎖相環(huán)從本地產(chǎn)生LO是一種高度集成的現(xiàn)成選項(xiàng)。下一個(gè)挑戰(zhàn)是評(píng)估來自各種分布式組件以及集中式組件的系統(tǒng)級(jí)相位噪聲。
采用分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)如圖1所示。常用基準(zhǔn)頻率被分配至多個(gè)鎖相環(huán)，各產(chǎn)生一個(gè)輸出頻率。圖1a中的LO輸出被假設(shè)為圖1b的混頻器的LO輸入。
圖1. 分布式鎖相環(huán)系統(tǒng)。每個(gè)振蕩器都被鎖相到一個(gè)共同的參考振蕩器上。從1到N的LO信號(hào)都應(yīng)用到相控陣中所示的混頻器的LO端口上。
系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員面臨的一個(gè)挑戰(zhàn)是跟蹤分布式系統(tǒng)的噪聲貢獻(xiàn)、了解相關(guān)和不相關(guān)的噪聲源，并估計(jì)整體的系統(tǒng)噪聲。在鎖相環(huán)中，這個(gè)挑戰(zhàn)變得更加嚴(yán)峻，因?yàn)樵肼晜鬟f函數(shù)都是鎖相環(huán)中的頻率轉(zhuǎn)換和環(huán)路帶寬設(shè)置的函數(shù)。
動(dòng)機(jī)：組合鎖相環(huán)測(cè)量示例
圖2所示為針對(duì)組合鎖相環(huán)的測(cè)量示例。這些數(shù)據(jù)是通過組合來自多個(gè)ADRV9009收發(fā)器的發(fā)射輸出獲得的。圖中所示為單個(gè)IC、兩個(gè)組合IC和四個(gè)組合IC的情況。對(duì)于這個(gè)數(shù)據(jù)集，在IC組合之后，可以看到明顯的10logN改進(jìn)。為了達(dá)到這個(gè)結(jié)果，需要采用一個(gè)低噪聲晶體振蕩器參考源。下一節(jié)建模的動(dòng)機(jī)是推導(dǎo)出一種方法，以計(jì)算在具有許多分布式收發(fā)器的大型陣列中，更廣泛地說是在具有分布式鎖相環(huán)的任何架構(gòu)中，這種測(cè)量結(jié)果會(huì)如何變化。
圖2. 兩個(gè)組合鎖相環(huán)的相位噪聲測(cè)量。
鎖相環(huán)模型
鎖相環(huán)中的噪聲建模已有充分的文檔記錄。1-5圖3所示為輸出相位噪聲圖。在這種類型的圖中，設(shè)計(jì)師可以快速評(píng)估環(huán)路中每個(gè)組件的噪聲貢獻(xiàn)，而這些貢獻(xiàn)因素累計(jì)起來即可決定整體的噪聲性能。模型參數(shù)設(shè)置為代表圖2所示的數(shù)據(jù)，源振蕩器用于估算將大量IC組合在一起時(shí)的相位噪聲。
圖3. 典型的鎖相環(huán)相位噪聲分析，顯示所有組件的噪聲貢獻(xiàn)?？傇肼暿撬胸暙I(xiàn)因素的總和。
要檢驗(yàn)分布式鎖相環(huán)的效果，首先要從PLL模型導(dǎo)出參考貢獻(xiàn)和其余PLL組件的貢獻(xiàn)。
將已知的PLL模型擴(kuò)展為分布式PLL模型
下文將介紹為具有多個(gè)分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)計(jì)算組合相位噪聲的過程。這種方法的前提是能夠?qū)⒖颊袷幤鞯脑肼曍暙I(xiàn)與VCO和環(huán)路組件的噪聲貢獻(xiàn)分離開來。圖4所示為一個(gè)假設(shè)的分布式示例，一個(gè)參考振蕩器對(duì)應(yīng)多個(gè)PLL。這個(gè)計(jì)算假設(shè)了一個(gè)無噪聲分布，這不切實(shí)際，但可以用來說明原理。假設(shè)分布式PLL的噪聲貢獻(xiàn)是不相關(guān)的，并減少10logN，其中N表示分布式PLL的數(shù)量。隨著通道增加，噪聲在較大偏移頻率下得到改善，對(duì)于大型分布系統(tǒng)，噪聲變得幾乎完全由參考振蕩器主導(dǎo)。
圖4. 開始采用分布式鎖相環(huán)相位噪聲建模方法：從鎖相環(huán)模型中提取參考振蕩器和鎖相環(huán)中除參考振蕩器外的所有其他組件的相位噪聲貢獻(xiàn)。作為分布式鎖相環(huán)數(shù)量的函數(shù)，組合相位噪聲假設(shè)參考噪聲是相關(guān)的，而分布在多個(gè)PLL之間的噪聲貢獻(xiàn)是不相關(guān)的。
圖4所示的示例簡化了對(duì)參考振蕩器分布的假設(shè)。在真正的系統(tǒng)分析中，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員還應(yīng)該考慮參考振蕩器分布中的噪聲貢獻(xiàn)，它們會(huì)降低總體結(jié)果。但是，像這樣的簡化分析是非常有用的，能夠讓人了解架構(gòu)方面的權(quán)衡會(huì)如何影響系統(tǒng)的總體相位噪聲性能。接下來我們來看看分布系統(tǒng)中相位噪聲的影響。
參考分布中的相位噪聲說明
接下來將評(píng)估兩個(gè)分布選項(xiàng)示例?？紤]的第一種情況如圖5所示。在這個(gè)示例中，選擇了一個(gè)常用于快速調(diào)諧VCO頻率的寬帶PLL。參考信號(hào)的分布是通過時(shí)鐘PLL IC實(shí)現(xiàn)的，這種IC也常用于簡化數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)鏈路（如JESD接口）的時(shí)序限制。左下角顯示了各個(gè)貢獻(xiàn)因素。這些貢獻(xiàn)因素位于器件的頻率，并未調(diào)整到輸出頻率。右下角的相位噪聲圖顯示了不同數(shù)量的分布式PLL的系統(tǒng)級(jí)相位噪聲。
圖5. 分布中具有PLL IC的分布式寬帶PLL。
該模型的有些特性值得注意。假設(shè)采用一個(gè)高性能晶體振蕩器，標(biāo)稱頻率為100 MHz，中央振蕩器的單個(gè)貢獻(xiàn)因素反映在可用的較高端晶體振蕩器上，雖然不一定是較好、較昂貴的可用選擇。雖然中央振蕩器輸出實(shí)際上會(huì)扇出到有限數(shù)量的分布式PLL，但這些PLL會(huì)再次按某個(gè)實(shí)際限值扇出并重復(fù)，以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)中的完整分布。對(duì)于本例中的分布貢獻(xiàn)，假設(shè)有16個(gè)分布組件，然后假設(shè)它們會(huì)再次扇出。左下角所示的分布電路的單個(gè)貢獻(xiàn)是不含參考振蕩器貢獻(xiàn)的PLL組件的噪聲。本例中的分布假設(shè)與源振蕩器同頻率，并根據(jù)該函數(shù)可用的典型IC來選擇噪聲貢獻(xiàn)因素。
寬帶PLL假設(shè)采用S波段標(biāo)稱頻率，設(shè)置采用1 MHz環(huán)路帶寬（盡量與實(shí)際環(huán)路的帶寬一般寬），以進(jìn)行快速調(diào)諧。
值得注意的是，選擇這些模型是為了代表可能的實(shí)際情況，且說明了陣列中的累積效應(yīng)。任何詳細(xì)的設(shè)計(jì)或許都能夠改善特定的PLL噪聲曲線，這在預(yù)料之中，且這種分析方法旨在幫助從工程角度去決定應(yīng)將設(shè)計(jì)資源分配在哪些位置以獲得優(yōu)質(zhì)總體效果，而不是為了做出相對(duì)于可用組件的確切論斷。
圖5右下角的圖計(jì)算了LO分布的總組合相位噪聲。其中應(yīng)用了各個(gè)貢獻(xiàn)因素的PLL噪聲傳遞函數(shù)，它們都被調(diào)整至輸出頻率，也包含PLL環(huán)路帶寬的影響。系統(tǒng)數(shù)量也包括在內(nèi)，并且假設(shè)它們是不相關(guān)的，因此，這個(gè)貢獻(xiàn)減少了10logN。假設(shè)分布數(shù)量為16，如前所述，分布貢獻(xiàn)會(huì)減少10log16。在實(shí)踐中，隨著分布不斷重復(fù)，這種貢獻(xiàn)會(huì)進(jìn)一步減少。但是，額外的噪聲貢獻(xiàn)不那么顯著。對(duì)于大型陣列中的扇出分布，噪聲將由第一組有源器件主導(dǎo)。在16組扇出的情況下，如果每個(gè)有源器件都是16個(gè)其他有源器件的輸入，那么在所有器件互不相關(guān)的情況下，16個(gè)器件的額外分布層只會(huì)降低~0.25 dB。如果繼續(xù)這種分布，總體貢獻(xiàn)將更小。因此，為了簡化分析，不會(huì)考慮這種影響，且分布的噪聲貢獻(xiàn)通過計(jì)算前16個(gè)并行分布組件得出。
所得的曲線說明了幾種效果。與單個(gè)PLL模型相似，近載波噪聲由基準(zhǔn)頻率主導(dǎo)，遠(yuǎn)載波噪聲由VCO主導(dǎo)，且在將不相關(guān)的VCO組合起來時(shí)，遠(yuǎn)載波噪聲得到改善。這一點(diǎn)相當(dāng)直觀。不太直觀的是，模型的值在由分布中的選擇主導(dǎo)的偏移頻率中占較大比重。這一結(jié)果導(dǎo)致考慮具有更低噪聲分布和更窄PLL環(huán)路帶寬的第二個(gè)示例。
圖6顯示了一種不同的方法。采用相同的低噪聲晶體振蕩器作為參考。但通過RF放大器來分配，而不是通過PLL重定時(shí)和重新同步。選擇固定頻率的分布式PLL。這會(huì)產(chǎn)生兩種效果：采用單個(gè)頻率且調(diào)諧范圍較窄時(shí)，VCO本質(zhì)上可以更好，且環(huán)路帶寬可以變得更窄。左下角的圖顯示了各個(gè)貢獻(xiàn)因素。中央振蕩器與前一個(gè)例子相同。請(qǐng)注意分布放大器：考慮低相位噪聲放大器時(shí)，它們的性能不是特別高，但比起使用PLL LC（如之前的示例）要好得多。VCO更好、環(huán)路帶寬更窄時(shí)，分布式PLL在更高偏移頻率下會(huì)得到改善，但在~1 kHz的中間頻率下時(shí)，實(shí)際上要比寬帶PLL示例差。右下角顯示組合結(jié)果：參考振蕩器主導(dǎo)低頻，而高于環(huán)路帶寬時(shí)，性能會(huì)由分布式PLL主導(dǎo)，且隨著分布式PLL的陣列尺寸和數(shù)量增加而提高。
圖6. 分布式窄帶PLL，分布中具備放大器。
圖7顯示這兩個(gè)示例之間的比較。注意~2 kHz到5 kHz偏移頻率范圍內(nèi)的大范圍差異。
圖7. 圖5和圖6之間的比較，顯示了基于所選的分布和架構(gòu)的廣泛系統(tǒng)級(jí)性能范圍。
分布式PLL陣列級(jí)考慮因素
基于對(duì)總體系統(tǒng)相位噪聲性能的加權(quán)貢獻(xiàn)的理解，可以得出幾個(gè)與相控陣或多通道RF系統(tǒng)架構(gòu)相關(guān)的結(jié)論。
PLL帶寬
針對(duì)相位噪聲優(yōu)化的傳統(tǒng)鎖相環(huán)設(shè)計(jì)將環(huán)路帶寬設(shè)置為偏移頻率，以最小化總體相位噪聲曲線。此時(shí)的頻率一般是參考振蕩器相位噪聲按輸出頻率標(biāo)準(zhǔn)化后與VCO相位噪聲相交的頻率。對(duì)于具有多個(gè)鎖相環(huán)的分布式系統(tǒng)，這可能不是最佳環(huán)路帶寬。分布式組件的數(shù)量也需要考慮。
要在采用分布式鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)中獲得最佳LO噪聲，需要采用一個(gè)較窄的環(huán)路帶寬來最小化參考振蕩器的相關(guān)噪聲貢獻(xiàn)。
對(duì)于需要快速調(diào)優(yōu)PLL的系統(tǒng)，通常會(huì)擴(kuò)大環(huán)路帶寬來優(yōu)化速度。遺憾的是，這種優(yōu)化分布式相位噪聲貢獻(xiàn)的思路本身就是背道而馳的?？朔@一問題的選擇之一是在寬帶環(huán)路之前設(shè)置分布式窄帶清理環(huán)路，以降低參考噪聲和分布噪聲相關(guān)位置的偏移頻率。
大型陣列
對(duì)于使用數(shù)千個(gè)通道的系統(tǒng)，如果分布式組件的貢獻(xiàn)之間保持互不相關(guān)，則系統(tǒng)能夠獲得大幅改進(jìn)。主要考慮的問題可能圍繞參考振蕩器的選擇展開，以及面向分布式接收器和激勵(lì)器維持低噪聲分布系統(tǒng)。
直接采樣系統(tǒng)
隨著速度和RF輸入帶寬持續(xù)提升的GSPS轉(zhuǎn)換器的不斷普及，直接采樣系統(tǒng)正逐漸在微波頻率實(shí)現(xiàn)。這導(dǎo)致出現(xiàn)一種有趣的取舍現(xiàn)象。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器只需要一個(gè)時(shí)鐘頻率，RF調(diào)諧完全在數(shù)字域中完成。通過限制調(diào)諧范圍，可以構(gòu)建具備相位噪聲性能更高的VCO。這也使得創(chuàng)建數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘的PLL的環(huán)路帶寬降低。更低的環(huán)路帶寬會(huì)將參考振蕩器的噪聲傳遞函數(shù)降至更低的偏移頻率，從而減少它在系統(tǒng)中的貢獻(xiàn)。這一點(diǎn)，再加上改進(jìn)過的VCO，在某些情況下可能給分布式系統(tǒng)帶來好處，即使單通道比較結(jié)果似乎更青睞替代架構(gòu)：
組件選項(xiàng)
根據(jù)系統(tǒng)架構(gòu)中所需的選擇，設(shè)計(jì)人員擁有大量可用的組件選項(xiàng)。2018年度RF、微波和毫米波產(chǎn)品選型指南更新版現(xiàn)已發(fā)布。
近期的集成VCO/PLL選項(xiàng)包括 ADF4371/ADF4372。它們提供的輸出頻率分別高達(dá)32 GHz和16 GHz，采用–234 dBc/Hz的先進(jìn)PLL相位噪聲FOM。 ADF5610 提供高達(dá)15 GHz的輸出。 ADF5355/ADF5356 的輸出可達(dá)13.6 GHz，ADF4356的輸出可達(dá)6.8 GHz。
對(duì)于單獨(dú)的PLL和VCO配置， ADF41513 的工作頻率可達(dá)26 GHz，且配有一個(gè)先進(jìn)的鎖相環(huán)相位噪聲FOM，其相位噪聲FOM為-234dBc/Hz。有時(shí)，在選擇PLL IC時(shí)要考慮的一個(gè)問題是在盡可能高的頻率上操作鑒相器，從倍增20logN到輸出頻率，最小化環(huán)路中的噪聲。 HMC440, HMC4069, HMC698 和 HMC699 采用的PFD的工作頻率高達(dá)1.3 GHz。對(duì)于VCO，2018年選型指南列出了幾十個(gè)VCO選項(xiàng)，范圍從2 GHz到26 GHz不等。
對(duì)于直接采樣選項(xiàng)，ADC和DAC均已發(fā)布。產(chǎn)品支持在L頻段和S頻段直接采樣。ADC具有更高的輸入頻率帶寬，支持C頻段直接采樣。 AD9208 是一個(gè)雙通道3 GSPS ADC，輸入頻率為9 Ghz，支持在上Nyquist區(qū)采樣。AD9213是一個(gè)單通道10 GSPS ADC，支持具有較大瞬時(shí)帶寬的接收器。對(duì)于DAC, AD917x系列采用雙通道12 GSPS DAC，AD916x系列采用單通道12 GSPS DAC，經(jīng)過優(yōu)化之后可實(shí)現(xiàn)更低的殘留相位噪聲和更好的SFDR。兩個(gè)系列都支持L頻段和S頻段波形生成。
本節(jié)僅提供入門指南。頻率更高、性能更好的新器件層出不窮。請(qǐng)?jiān)L問我們的網(wǎng)站 analog.com，或者聯(lián)系本地銷售支持團(tuán)隊(duì)獲得最新的IC信息。
結(jié)語
本文介紹了為采用分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)評(píng)估相位噪聲的方法。該方法的前提是：每個(gè)組件都可以通過其各自的噪聲、組件與系統(tǒng)輸出之間的噪聲傳遞函數(shù)、使用的數(shù)量以及器件之間的任何相關(guān)性來進(jìn)行跟蹤。所示的示例并不意在對(duì)可用的組件或架構(gòu)功能進(jìn)行論斷。它們旨在說明一種方法，以幫助設(shè)計(jì)人員在數(shù)字波束成形相控陣中，對(duì)LO中的陣列級(jí)相位噪聲貢獻(xiàn)因素以及為分布式波形發(fā)生器和接收器提供服務(wù)的時(shí)鐘分布網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行有根據(jù)的評(píng)估。
參考電路
1 Ulrich Rohde，《微波和無線頻率合成器：理論與設(shè)計(jì)》。Wiley，1995年。
2 Floyd Gardner，《鎖相技術(shù)》。第三版，Wiley，2005年。
3 Dean Banerjee，《PLL性能、仿真和設(shè)計(jì)》，第四版。Dog Ear Publishing，2006年8月。
4 Dan Wolaver，《鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)》。Prentice Hall，1991年2月。
5 Avi Brillant?！傲私怄i相DRO設(shè)計(jì)的各方各面。”Microwave Journal，2000年9月。
6 Peter Delos. “Phase-Locked Loop Noise Transfer Functions”。High Frequency Electronics，2016年1月。
7 ADS PLL示例?！癙LL相位噪聲”。Keysight技術(shù)。
8 ADIsimPLL。ADI公司
9 Ian Collins. “鎖相環(huán)(PLL)基本原理”。《模擬對(duì)話》，2018年7月。
10 E. Anthony Nelson. “相控陣的噪聲考慮因素”。IEEE，Telesystems會(huì)議，1991年。
11 Heng-Chia Chang. “面向波束控制有源相控陣、帶有獨(dú)立振蕩器的耦合鎖相環(huán)分析”。IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第52卷，第3期，2004年3月。
12 Thomas H?hne and Ville Ranki. “波束合成過程中的相位噪聲”。 IEEE Transactions on Wireless Communication ，第9卷，第12期，2010年12月。
13 Antonio Puglielli, Greg LaCaille, Ali Niknejad, Gregory Wright, Borivoje Nikolic, and Elad Alon. “OFDM多用戶波束合成陣列中的相位噪聲測(cè)量與跟蹤”。IEEE ICC，無線通信研討會(huì)，2016年5月。
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