【導讀】對于高壓開關電源應用，碳化硅或 SiC MOSFET 與傳統(tǒng)硅 MOSFET 和 IGBT 相比具有顯著優(yōu)勢。開關超過 1,000 V的高壓電源軌以數(shù)百 kHz 運行并非易事，即使是最好的超結(jié)硅 MOSFET 也難以勝任。IGBT 很常用，但由于其存在“拖尾電流”且關斷緩慢，因此僅限用于較低的工作頻率。因此，硅 MOSFET 更適合低壓、高頻操作，而 IGBT 更適合高壓、大電流、低頻應用。SiC MOSFET 很好地兼顧了高壓、高頻和開關性能優(yōu)勢。它是電壓控制的場效應器件，能夠像 IGBT 一樣進行高壓開關，同時開關頻率等于或高于低壓硅 MOSFET 的開關頻率。

SiC MOSFET 具有獨特的柵極驅(qū)動要求。一般來說，它在導通期間需要一個 20V、Vdd 柵極驅(qū)動來提供盡可能低的導通電阻。與對應的硅器件相比，它具有更低的跨導、更高的內(nèi)部柵極電阻，且柵極導通閾值可低于 2 V。因此，在關斷期間，柵極必須拉低至負電壓（通常為 -5 V）。了解和優(yōu)化柵極驅(qū)動電路對可靠性和整體開關性能具有非常大的影響。

本系列文章將重點介紹 SiC MOSFET 特有的器件特性，并介紹了柵極驅(qū)動優(yōu)化設計的關鍵需求，以最大限度地提高 SiC 開關性能。另外還將討論系統(tǒng)級考慮因素，例如啟動、故障保護和穩(wěn)態(tài)切換。本文為第一部分，將介紹SiC MOSFET 特有的器件特性。

引言

碳化硅 (SiC) 屬于寬禁帶 (WBG) 半導體材料系列，用于制造分立功率半導體。如表 1 所示，傳統(tǒng)硅 (Si) MOSFET 的帶隙能量為 1.12 eV，而 SiC MOSFET 的帶隙能量則為 3.26 eV。

SiC 和氮化鎵 (GaN) 具有更寬的帶隙能量，意味著將電子從價帶移動到導帶需要大約 3 倍的能量，從而使材料的表現(xiàn)更像絕緣體而不像導體。這使得 WBG 半導體能夠承受更高的擊穿電壓，其擊穿場穩(wěn)健性是硅的 10 倍。對于給定的額定電壓，較高的擊穿場可以減小器件的厚度，從而轉(zhuǎn)化為較低的導通電阻和較高的電流能力。SiC 和 GaN 都具有與硅相同數(shù)量級的遷移率參數(shù)，這使得兩種材料都非常適合高頻開關應用。然而，與硅和 GaN 相比，SiC 最與眾不同的參數(shù)是其熱導率高出 3 倍以上。對于給定的功耗，較高的熱導率將轉(zhuǎn)化為較低的溫升。商用 SiC MOSFET 的最高保證工作溫度為 150°C < Tj < 200°C。相應地，SiC的結(jié)溫最高可以達到 600℃ ，但其主要受鍵合和封裝技術(shù)的限制。這使得 SiC 成為適用于高壓、高速、高電流、高溫、開關電源應用的優(yōu)質(zhì) WBG 半導體材料。

表 1. 半導體材料屬性

SiC MOSFET 通常適用于電壓范圍 650 V < B_VDSS <1.7 kV，主要集中在 1.2 kV 及以上。在 650 V 的較低范圍內(nèi)，傳統(tǒng)的硅 MOSFET 和 GaN 優(yōu)于 SiC。但是，考慮使用較低電壓的 SiC MOSFET 的原因之一可能是利用其出色的熱特性。

盡管 SiC MOSFET 的動態(tài)開關行為與標準硅 MOSFET 非常相似，但由于其器件特性，必須要考慮到其獨特的柵極驅(qū)動要求。

SiC MOSFET 特性

1跨導

開關電源中使用的硅 MOSFET 在兩種工作模式或區(qū)域之間盡可能快地開關。當柵極-源極電壓 V_GS 小于柵閾值電壓 V_TH 時，晶體管處于高阻狀態(tài)，此時被稱為截止區(qū)域。在截止期間，漏極-源極電阻 R_DS 是高阻狀態(tài)，漏極電流 I_D = 0 A。飽和區(qū)發(fā)生在 MOSFET 完全增強時，即 V_GS >> V_TH，此時 R_DS(on) 為最小值或接近最小值，I_D 達到最大值，晶體管處于高導通狀態(tài)。如圖 1 中紅色軌跡所示，線性（歐姆）區(qū)和飽和區(qū)之間的轉(zhuǎn)換非常尖銳和明顯，因此一旦 V_GS > V_TH，漏極電流就會通過相對較低的 R_DS?？鐚?g_m 是漏極電流變化量與柵極電壓變化量之比，它定義了 MOSFET 的輸出-輸入增益，也就是對于給定的 V_GS，I-V 輸出特性曲線的斜率。

圖 1.SiC MOSFET 輸出特性

硅 MOSFET 的 I-V 曲線在線性區(qū)（大 ΔI_D）的斜率很陡峭，而在飽和區(qū)時幾乎是平的，因此在 V_GS > V_TH 時具有非常高的增益（高 g_m）。對于給定的 V_GS，I_D 趨于平坦，這意味著硅 MOSFET 在飽和時表現(xiàn)得很像一個非理想的電流源。相反，在圖 1 中顯示的輸出特性曲線可以看出，SiC MOSFET 在線性和飽和工作模式之間的轉(zhuǎn)換并不劇烈。事實上，沒有定義的“飽和區(qū)”，從這個角度看，SiC MOSFET 的行為更像可變電阻而不是非理想的電流源。SiC MOSFET 的 I-V 輸出特性未表現(xiàn)出小 ΔV_GS 時出現(xiàn)大 ΔI_D，因此，SiC MOSFET 被認為是低增益（低 g_m）器件。

唯一彌補低增益并強制大幅改變 I_D 的方法是施加非常大的 V_GS，這對 R_DS 有很大影響。為了進一步說明這一點，請考慮圖 1 中標記為 A 和 B 的兩個工作點。

當 V_GS = 12 V 時，固定的漏極電流 I_D = 20 A 會導致 V_DS = 8.75 V，而當 V_GS 增加到 20 V 時，V_DS = 3.75 V。將公式 (3) 和 (4) 的結(jié)果進行比較，可以發(fā)現(xiàn)在 V_GS = 12 V 時電阻和導通損耗是在 V_GS = 20V 時的 2.3 倍。

因此，當施加的最大柵極-源極電壓在 18 V < V_GS < 20 V 之間時，SiC MOSFET 的性能最佳，有些甚至可以高達 V_GS = 25 V。SiC MOSFET 在低 V_GS 下運行可能會導致熱應力或可能由于高 R_DS 而導致故障。與低 g_m 相關的緩解效應非常重要。它直接影響在設計合適的柵極驅(qū)動電路時必須考慮的幾個重要動態(tài)特性：特別是導通電阻、柵極電荷（米勒平臺區(qū)域）和過流 (DESAT) 保護。

2 導通電阻

作為 WBG 半導體，SiC MOSFET 在給定電壓下每單位面積的導通電阻較低。MOSFET 的導通電阻由幾個內(nèi)部的、與 V_GS 有關的電阻元件組成。最值得注意的是通道電阻 (R_CH)、JFET 電阻和漂移區(qū)域電阻 (R_DRIFT)。R_CH 具有負溫度系數(shù) (NTC)，在較低的 V_GS 下占據(jù)了 R_DS 的主導地位。相反，R_J 和 R_DRIFT 具有正溫度系數(shù) (PTC)，在較高的 V_GS 水平上占主導地位。對于 V_GS > 18 V，導通電阻具有明顯的 PTC 特性。然而，在較低的 V_GS 下，導通電阻與結(jié)溫特性呈現(xiàn)拋物線形狀，如圖 2 所示。具體而言，在 V_GS = 14 V 時，R_CH 占主導地位，R_DS 呈現(xiàn)出 NTC 特性，即電阻隨溫度升高而降低。這種 SiC MOSFET 的特性直接歸因于其低 g_m。對于硅 MOSFET，只要 V_GS > V_TH，R_DS 始終具有 PTC 特性。

圖 2.SiC MOSFET 導通電阻與結(jié)溫

對于大多數(shù)大電流應用案例，當兩個或更多 MOSFET 并聯(lián)放置時，PTC 屬性在很大程度上依賴于均流。在并聯(lián)運行期間，當一個 MOSFET 的結(jié)溫升高時，PTC 會導致 R_DS 增加、電流降低并迫使并聯(lián) MOSFET 承受額外的電流，直到出現(xiàn)自然平衡。如果兩個或多個 SiC MOSFET 并聯(lián)放置，同時以低 V_GS（負 NTC）電壓工作，結(jié)果將是災難性的。因此，為確?？煽康?NTC 操作，只有當 V_GS 足夠高（通常 V_GS > 18 V）時才建議使用 SiC MOSFET 之間的并聯(lián)操作。

3 內(nèi)部柵極電阻

內(nèi)部柵極電阻 R_GI 與芯片尺寸成反比，對于給定的擊穿電壓，由于 SiC MOSFET 芯片與硅 MOSFET 芯片相比小得多，內(nèi)部柵極電阻往往更高。更小的 SiC MOSFET 芯片的真正好處在于更低的輸入電容 C_ISS，這意味著所需的柵極電荷 Q_G 更低。表 2 重點介紹了兩個不同制造商的 SiC MOSFET（SiC_1 和 SiC_2）和兩個出色的 900-V 和 650-V 超級結(jié) Si MOSFET（Si_1 和 Si_2）之間的幾個重要參數(shù)比較。

表 2. 半導體材料屬性

從柵極驅(qū)動的角度來看，比較 R_GIxC_ISS 時間常數(shù)是很有意義的。Si_2 器件具有極低的 35 ns 時間常數(shù)，但也是一個額定電流較低、額定電壓較低的 MOSFET。出于比較目的，650-V、Si_2 MOSFET 很值得關注，因為 1200-V、SiC_1 樣品的參數(shù)與之非常接近，但具有明顯較低的 C_ISS 和幾乎兩倍的額定 B_VDSS。在 B_VDSS 方面，Si_1 樣品與兩個 SiC 樣品之間更為接近。由于 SiC_1 的 Q_G 較低，因此 Si_1 和 SiC_1 之間的時間常數(shù)非常接近，即使 SiC_1 的內(nèi)部柵極電阻是 Si_1 的 7 倍。

內(nèi)部柵極電阻限制了可以注入 C_ISS 的柵極驅(qū)動電流。高性能 SiC 柵極驅(qū)動電路需要提供極低的輸出阻抗，這樣驅(qū)動器就不會因為已經(jīng)很高的 R_GI 而成為限制因素。這使得設計人員可以通過增加或減少外部柵極電阻來更加自由地控制 V_DS 和 dV/dt 的轉(zhuǎn)換。

4 柵極電荷

當施加 V_GS 時，會傳輸一定量的電荷，以盡可能快地改變在 VGS(MIN) (VEE) 和 V_{GS(MAX) (VDD)} 之間變化的柵極電壓。由于 MOSFET 內(nèi)部電容是非線性的，因此 V_GS 與柵極電荷 (Q_G) 曲線有助于確定對于給定的 V_GS 水平需要傳遞多少電荷。SiC MOSFET 的典型柵極電荷曲線如圖 3 所示。

圖 3.SiC MOSFET，柵極-源極電壓與柵極電荷

有趣的是，SiC MOSFET 的米勒平臺區(qū)域出現(xiàn)在更高的 V_GS，并且不像硅 MOSFET 那樣平坦。一個非平坦的米勒平臺區(qū)域意味著 V_GS 在相應的電荷范圍 Q_G內(nèi)不是恒定的。這是與 SiC MOSFET 相關的低 g_m 引起的另一個結(jié)果。還值得注意的是，Q_G = 0 nC 并不出現(xiàn)在 V_GS = 0 V 時。V_GS 必須將電壓拉低至負電壓（在本例中為 -5 V）才能使 SiC MOSFET 的柵極完全放電。在關斷期間將柵極切換為負極的第二個原因是最壞情況下的 V_TH 可以低至 1 V。在 0V < V_GS < V_DD 之間切換 V_GS 且 V_th ~ 1 V 的情況下，可以避免因意外的的柵極噪聲或 V_DS 導致不慎導通，即 dV/dt 造成的導通。因此，幾乎所有 SiC MOSFET 都需要最低 V_GS 處于 -5 V < V_GS(min) < -2 V 的范圍，但一些制造商規(guī)定最小為 -10 V。

5 DESAT 保護

DESAT 保護是一種過流檢測，起源于驅(qū)動 IGBT 的電路。在導通期間，如果 IGBT 不能再保持飽和狀態(tài)（“去飽和”），集電極-發(fā)射極電壓將開始上升，同時全集電極電流流過。顯然，這會對效率產(chǎn)生負面影響，或者在最壞的情況下，可能導致 IGBT 故障。造成這種情況的可能原因可能包括：由于 β 公差、溫度影響、短路或過載導致的基極電流不足。所謂的“DESAT”功能的目的是監(jiān)測 IGBT 的集電極-發(fā)射極電壓，并檢測何時存在這種潛在的破壞性條件。

盡管故障機制略有不同，但在最大 I_D 流過時，SiC MOSFET 可能會遭受 V_DS 上升的類似情況。如果導通過程中的最大 V_GS 過低、柵極驅(qū)動導通過慢或存在短路或過載條件，則可能會出現(xiàn)這種不良情況。在最大 I_D 存在的情況下，R_DS 可能會增加，導致 V_DS 意外但緩慢上升。

由于 SiC MOSFET 不在明確定義的飽和區(qū)工作，因此它永遠不會作為恒流源出現(xiàn)。而因為大多數(shù)過流保護方案都依賴于 MOSFET 在過流條件下模擬非理想的恒流源，這種情況下可能就會有問題。當 SiC MOSFET 經(jīng)歷去飽和事件時，V_DS 響應非常緩慢，而最大漏極電流繼續(xù)流過不斷增加的導通電阻。因此，在漏極-源極電壓可以響應之前，漏極電流可能達到最大額定脈沖電流的 10-20 倍（在高 R_DS 期間）。對于高頻電源轉(zhuǎn)換器，在識別出飽和故障之前，可能會發(fā)生許多開關周期。因此，DESAT 是一項重要且必要的保護功能，除了作為電源控制的過流保護之外，還應將其指定為柵極驅(qū)動電路的一部分。

SiC MOSFET 動態(tài)開關

1 導通

SiC MOSFET 的開關曲線與 Si MOSFET 非常相似，主要區(qū)別在于導通期間的 20 V 柵極驅(qū)動幅度以及關斷期間柵極必須拉至地以下。導通轉(zhuǎn)換需要一個大的峰值源電流，能夠盡快為 SiC 內(nèi)部柵極電容充電，以最大限度地減少開關損耗。根據(jù)估計，整個導通事件應在 ΔV_GS = 30 V 和 C_ISS = C_GS + C_GD = 1000 pF（估計值）的情況下在 Δt < 10 ns 內(nèi)完成，根據(jù)公式 (5)，這將產(chǎn)生所需的峰值電流 I_G(SRC)=3 A：        

SiC MOSFET 的導通轉(zhuǎn)換由四個不同的時間間隔定義，如圖 5 所示。圖 5 和圖 7 中顯示的時間間隔代表了理想箝位電感開關應用的預期時間，這是開關電源中使用的典型工作模式。

圖 4.SiC MOSFET 源極電流

圖 5.SiC MOSFET 導通順序

t0→t1：V_GS 從 V_EE 逐漸上升到 V_th，因為柵極驅(qū)動電路必須提供大量瞬時柵極電流 I_G(SRC)，主要從柵極驅(qū)動器大容量電容 C_VDD 中存儲的電荷中供應。這個時間間隔通常被稱為“導通延遲”，因為當 V_GS 低于 V_TH 時，I_D 和 V_DS 不受影響。大部分柵極電流用于為 C_GS 和 C_GD 充電。請注意圖 4 中的原理圖，源極電流通過三個電阻器流過：R_HI、R_GATE 和 R_GI。其中，R_HI 是驅(qū)動器源極的等效內(nèi)部電阻，R_GATE 是電路板上電阻阻抗加上任何附加的阻尼電阻，而 R_GI 是 SiC MOSFET 內(nèi)部的柵極電阻。R_HI 和 R_GATE 的阻值大約為幾歐姆，但對于 SiC MOSFET，R_GI 可能達到數(shù)十歐姆的數(shù)量級，比高壓 Si MOSFET 高一個數(shù)量級。由于這三個電阻器與 SiC 內(nèi)部柵極電容形成 RC 時間常數(shù)，因此需要提供足夠的峰值柵極電流以確保柵極驅(qū)動信號的快速上升沿。

t1→t2：當 V_GS 從 V_TH 上升到米勒平臺區(qū)域時，由于 R_DS 通道電阻在低 V_GS 時沒有完全增強，因此 I_D 通過 R_J + R_DRIFT 開始增加。由于 SiC 本征體二極管尚未處于阻斷狀態(tài)且 R_DS 的高電阻狀態(tài)，因此 V_DS 保持在最大水平。建議不要在 V_GS < 13 V 的情況下操作 SiC MOSFET，因為在低 V_GS 時 R_DS 很高，存在熱失控的風險。因此，至關重要的是柵極驅(qū)動電路能夠盡快地從 VTH 過渡到 V_GS > 13V。在 V_th < V_GS < 13 V 的時間應該盡量少于幾納秒，以最小化 I_D²xR_DS 動態(tài)功率損耗。

t2→t3：V_GS 處于米勒平臺區(qū)域，對于 SiC MOSFET，該平臺區(qū)域發(fā)生在 8 V 左右。在此期間，滿載電流流過 R_DS 并且本征體二極管不再處于阻斷狀態(tài)，從而使漏極電壓下降。通道電阻繼續(xù)下降，但 R_DS 仍然由 R_CH 主導。盡管滿載電流流過 MOSFET 漏極，R_DS 在這個 V_GS 低點仍然很高。因此，當務之急是 V_GS 盡快通過該區(qū)域過渡。由于這個過渡的速度由 I_G 驅(qū)動，所以在米勒平坦區(qū)域 (~ 1/2 V_DD) 的峰值驅(qū)動電流能力比任何柵極驅(qū)動器 IC 數(shù)據(jù)表中顯示的峰值額定值更為重要。

t3→t4：在米勒平坦區(qū)域的末端附近的 V_GS(MP) 處，V_DS 下降到高于零點的 I_D x R_DS。當 V_GS 從 ~8 V < V_GS < 20 V 過渡時，通道電阻 R_CH 繼續(xù)下降，現(xiàn)在 R_J + R_DRIFT 對 R_CH 占主導地位，導致 V_DS 成比例地下降。大多數(shù) SiC MOSFET 在 V_GS > 16 V 時變得完全增強，但最低 R_DS 值最終由 V_GS 的最大值確定。剩余的柵極電流 I_G 被分割來為 C_GD 和 C_GS 完全充電。

2 關斷

SiC MOSFET 的關斷過程基本上與前面描述的導通順序相反。柵極驅(qū)動電路的作用是灌入大量的峰值電流，能夠?qū)?SiC MOSFET 的 C_GD 和 C_GS 電容盡快放電。此外，關斷期間的柵極驅(qū)動器阻抗必須盡可能低，以將 MOSFET 柵極保持在低電平。而由于SiC MOSFET的低V_TH電壓，這可能會特別麻煩。這不僅需要將 SiC 柵極拉至地以下，而且與額定源電流相比，柵極驅(qū)動器的灌電流能力也必須明顯更高。柵極驅(qū)動電流 I_G(SINK) 的流動如圖 6 所示。

圖 6.SiC MOSFET 灌電流

圖 7.SiC MOSFET 關斷順序

t0→t1：V_GS 從 V_DD 下降到米勒平坦區(qū)域 V_GS(MP)。灌電流 I_G(SINK) 主要由存儲在 C_GD 和 C_GS 中的電荷提供，而柵極驅(qū)動器的大容量電容 C_VDD 則由 V_DD 重新充電。漏極電流 I_D 保持不變。隨著 V_GS 降低，通道電阻增加，導致 V_DS 略微增加 I_DxR_DS 。除了可能在 t0→t1 時間末期附近可能會略微增加，V_DS 的邊際增加幾乎不會被注意到。

t1→t2：在此時間間隔內(nèi)，柵極電流的提供主要由 C_GD 主導，因為 C_GS 電容看到的幾乎是恒定的 V_GS。在米勒平臺區(qū)域上，V_DS 從 I_D x R_DS 增加到被SiC 本征體二極管鉗位的 V_DS 軌電壓。漏極電流 I_D 與前一個時間間隔相比保持不變。由于由于 V_GS <1 3 V 和 V_DS x I_D 同時出現(xiàn)在 MOSFET 上，導致 R_DS 增加，因此在此時間間隔內(nèi)，柵極驅(qū)動電路的額定值應足以承受大量電流灌入。在關斷期間，這是設計人員需要注意的柵極驅(qū)動電流部分，因為必須盡快過渡通過米勒平臺區(qū)域。

t2→t3：隨著 V_GS 從米勒平坦區(qū)域向 V_TH 繼續(xù)降低，在此間隔期間 I_D 逐漸下降至接近于零。此時，V_DS 被 SiC 本征體二極管完全鉗位到漏極電壓軌，這意味著 C_GD 電容器已充滿電荷。因此，現(xiàn)在大部分灌電流通過 C_GS 流過。

t3→t4：I_D 和 V_DS 保持不變。在最后的關斷間隔期間，只有當 V_GS 降至 0V 以下時，SiC 內(nèi)部輸入電容器才能完全放電。由于 V_TH 僅約為 1V，為了完全放電 C_ISS，V_GS 必須以負電壓完成關斷序列。重要的是，柵極驅(qū)動電路必須提供盡可能低的阻抗。對于高壓半橋電源拓撲結(jié)構(gòu)尤其如此，當高邊 MOSFET 導通時，中點被高 dV/dt 上拉。低阻抗下拉對于防止 dV/dt 引起的意外導通至關重要。

總之，SiC MOSFET 的導通和關斷開關狀態(tài)涉及四個不同的時間間隔。圖 5 和圖 7 所示的動態(tài)開關波形代表了理想的操作條件。實際上，引線和鍵合線電感、寄生電容和 PCB 布局等封裝寄生參數(shù)會對測量波形產(chǎn)生很大影響。在開關電源應用中使用 SiC MOSFET 時，正確的元件選擇、PCB 布局優(yōu)化以及精心設計的柵極驅(qū)動電路都是優(yōu)化性能的關鍵。

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