實(shí)現(xiàn)節(jié)能的一種方法是在非高峰時(shí)段儲(chǔ)存電能，補(bǔ)充高峰時(shí)候的 用電需求。用于車輛或電能存儲(chǔ)的電池具有高得多的容量，通常 為幾百Ah。這是通過大量小型電池單元或一些高容量電池來實(shí)現(xiàn) 的。例如，某種型號(hào)的電動(dòng)汽車采用大約6800 個(gè)18650 鋰離子電 池單元，重達(dá)450 kg。由于這個(gè)原因，電池生產(chǎn)需要制造速度更 快、效率更高以及控制更精確以滿足市場(chǎng)的價(jià)格需求。

 

鋰離子電池制造概述

 

圖1 顯示鋰離子電池制造過程。下線調(diào)理步驟中的電池化成和測(cè)試不僅對(duì)電池壽命和品質(zhì)產(chǎn)生極大影響，還是電池生產(chǎn)工藝瓶頸。

 

圖1. 鋰離子電池制造過程

 

就目前的技術(shù)來說，必須在電池單元級(jí)完成化成，這可能需耗時(shí)數(shù)小時(shí)甚至數(shù)天，具體取決于電池化學(xué)特性。在化成時(shí)通常采用0.1 C（C 是電池容量）電流，因此一次完整的充放電循環(huán)將需要 20 小時(shí)?；煽烧嫉诫姵乜偝杀镜?0%至30%。

 

電氣測(cè)試通常使用1 C 充電電流和0.5 C 放電電流，這樣每次循環(huán)依然需要一小時(shí)的電池充電時(shí)間和兩小時(shí)放電時(shí)間，且一個(gè)典型的測(cè)試序列包括多個(gè)充放電周期。

 

化成和電氣測(cè)試具有嚴(yán)格的精度規(guī)格，電流和電壓控制在±0.05%以內(nèi)。作為比較，為便攜式設(shè)備（比如手機(jī)和筆記本電腦）的電池充電時(shí)，精度可能僅為±0.5%（電壓）和±10%（電流）。圖2 顯示典型的鋰離子充放電曲線。

 

圖2. 典型鋰離子電池充放電曲線

 

線性或開關(guān)化成及測(cè)試系統(tǒng)

 

選擇制造方法時(shí)，需考慮到的最重要因素是功效、系統(tǒng)精度和成本。當(dāng)然，其他因素——比如小尺寸和易于維護(hù)——也十分重要。

 

為滿足電池制造中的高精度要求，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員原來會(huì)采用線性電壓調(diào)節(jié)器；這樣做可以輕松滿足精度要求，但效率較低。用在低容量電池生產(chǎn)可能是一個(gè)較好的選擇，但某些制造商依然可以 采用開關(guān)技術(shù)來凸顯他們的優(yōu)勢(shì)。最終決策將是效率、通道成本和電流之間的取舍。原則上講，開關(guān)技術(shù)能夠以相同的單通道成本為容量超過3 Ah 電池單元提供更高的效率。表1 顯示各類電池單元的功率容量和最終用途。

 

表1. 線性和開關(guān)系統(tǒng)對(duì)比

 

為了以更低的成本更快地生產(chǎn)電池，系統(tǒng)在化成和測(cè)試階段使用 了成百上千的通道，其測(cè)試儀拓?fù)淙Q于系統(tǒng)的總能源容量。測(cè)試儀中的大電流會(huì)導(dǎo)致溫度大幅上升，增加隨時(shí)間推移而維持高測(cè)量精度和可重復(fù)性的難度。

 

在放電階段，保存的電能必須要有地方能夠輸出。一個(gè)解決方法是把電池放電到阻性負(fù)載，將電能轉(zhuǎn)化為熱能而浪費(fèi)。一個(gè)更好的解決方案是循環(huán)使用這些電能，通過精密控制電路將電流從放 電電池單元饋入另一組充電電池單元中。這項(xiàng)技術(shù)可以顯著提高測(cè)試儀效率。

 

一般而言，通過每個(gè)電池單元的直流總線和雙向PWM 轉(zhuǎn)換器，可實(shí)現(xiàn)電能平衡。直流總線電壓與特定系統(tǒng)有關(guān)，電壓值可以是12 V、24 V 甚至高達(dá)350 V。對(duì)于同樣的電量而言，由于存在導(dǎo) 通電阻，較低的電壓總線具有較高的電流和較高的損耗。較高的電壓會(huì)產(chǎn)生安全性方面的額外擔(dān)憂，并且需要使用成本高昂的電源和隔離電子器件。

 

圖3 顯示可實(shí)現(xiàn)電能循環(huán)的典型開關(guān)拓?fù)洹８麟姵貑卧g（紅色路徑）或各電池單元之間的直流鏈路總線（綠色路徑）可實(shí)現(xiàn)電能的循環(huán)利用，也可將其返回電網(wǎng)（紫色路徑）。這些靈活的 高效率設(shè)計(jì)可降低生產(chǎn)成本，并獲得90%以上的效率。

 

圖3. 利用電源循環(huán)功能切換系統(tǒng)

 

雖然這項(xiàng)技術(shù)具有很多好處，但也存在一些技術(shù)難題。電壓和電流控制環(huán)路速度必須足夠高，并且必須能隨時(shí)間和溫度的變化保持高精度。使用空氣冷卻或水冷卻會(huì)有所幫助，但采用低漂移電 路更為重要。該系統(tǒng)包括開關(guān)電源，因此必須以合理的成本抑制電源紋波。另外最大程度縮短系統(tǒng)校準(zhǔn)時(shí)間也很重要，因?yàn)橄到y(tǒng)關(guān)斷進(jìn)行校準(zhǔn)時(shí)不會(huì)產(chǎn)生收益。

 

控制環(huán)路設(shè)計(jì)：模擬或數(shù)字

 

每個(gè)系統(tǒng)都提供一個(gè)電壓控制環(huán)路，還有一個(gè)電流控制環(huán)路，如圖4 所示。對(duì)于汽車中使用的電池單元，汽車加速時(shí)需要快速斜升電流，因此測(cè)試時(shí)必須對(duì)其進(jìn)行仿真?？焖僮兓俾屎蛯拕?dòng)態(tài)范圍讓電流控制環(huán)路的設(shè)計(jì)變得十分棘手。

 

圖4. 電池制造系統(tǒng)中的控制環(huán)路

 

一個(gè)系統(tǒng)需要四個(gè)不同的控制環(huán)路，這些環(huán)路可在模擬域或數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)：恒流(CC)充電、CC 放電、恒壓(CV)充電和CV 放電。需干凈地切換CC 和CV 模式，無毛刺或尖峰。

 

圖5 顯示數(shù)字控制環(huán)路的框圖。微控制器或DSP 連續(xù)采樣電壓和電流；數(shù)字算法決定PWM 功率級(jí)的占空比。這種靈活的方式允許進(jìn)行現(xiàn)場(chǎng)升級(jí)和錯(cuò)誤修復(fù)，但有一些缺點(diǎn)。ADC 采樣速率必須 超過環(huán)路帶寬的兩倍，大部分系統(tǒng)采樣速率為環(huán)路帶寬的10 倍。這意味著，雙極性輸入ADC 必須工作在100 kSPS，才能采用單個(gè)轉(zhuǎn)換器和分流電阻涵蓋充電和放電模式。某些設(shè)計(jì)人員在速度和精度更高的系統(tǒng)中采用16 位、250 kSPS ADC。作為控制環(huán)路的一部分，ADC 精度決定了系統(tǒng)的整體精度，因此選擇高速、低 延遲、低失真的ADC 很重要，比如6 通道、16 、250 kSPSAD7656.

 

圖5. 數(shù)字控制環(huán)路

 

在多通道系統(tǒng)中，每個(gè)通道一般要求使用一個(gè)微控制器和一組專用ADC。微控制器處理數(shù)據(jù)采集、數(shù)字控制環(huán)路、PWM 生成、控制和通信功能，因此它必須具有非常高的處理能力。此外，由 于處理器必須處理多個(gè)并行任務(wù)，PWM 信號(hào)中的抖動(dòng)可能會(huì)引起問題，尤其是PWM 占空比較低時(shí)。作為控制環(huán)路的一部分，微處理器會(huì)影響環(huán)路帶寬。

 

圖6 中的電池測(cè)試系統(tǒng)采用模擬控制環(huán)路。兩個(gè)DAC 通道控制CC 和CV 設(shè)定點(diǎn)。AD8450/AD8451 用于電池測(cè)試與化成系統(tǒng)的精密模擬前端和控制器可測(cè)量電池電壓和電流，并與設(shè)定點(diǎn)進(jìn)行比較。CC 和CV 環(huán)路決定MOSFET 功率級(jí)的占空比模式從充 電變?yōu)榉烹姾螅瑴y(cè)量電池電流的儀表放大器的極性轉(zhuǎn)，以保證 其輸出為正，同時(shí)在CC 和CV 放大器內(nèi)部切換可選擇正確的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。整個(gè)功能通過單引腳利用標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字邏輯控制。

 

圖6. 模擬控制環(huán)路

 

在此方案中，ADC 監(jiān)測(cè)系統(tǒng)，但它不屬于控制環(huán)路的一部分。掃描速率與控制環(huán)路性能無關(guān)，因此在多通道系統(tǒng)中，單個(gè)ADC 可測(cè)量大量通道上的電流和電壓。對(duì)于DAC 而言同樣如此，因此針對(duì)多個(gè)通道可采用低成本DAC。此外，單個(gè)處理器只需控制CV和CC 設(shè)定點(diǎn)、工作模式和管理功能，因此它能與多通道實(shí)現(xiàn)接口。處理器不決定控制環(huán)路性能，因此并不要求高性能。

 

ADP1972 PWM 發(fā)生器使用單引腳控制降壓或升壓工作模式。模 擬控制器和PWM 發(fā)生器之間的接口由不受抖動(dòng)影響的低阻抗模擬信號(hào)構(gòu)成；而抖動(dòng)會(huì)使數(shù)字環(huán)路產(chǎn)生問題。表2 顯示模擬環(huán)路相比數(shù)字環(huán)路如何提供更高的性能和更低的成本。

 

表2. 模擬和數(shù)字控制環(huán)路比較

 

特定溫度范圍內(nèi)的系統(tǒng)精度

 

校準(zhǔn)可除去大部分初始系統(tǒng)誤差。余下的誤差包括：放大器CMRR、DAC（用于控制電流和電壓設(shè)定點(diǎn)）非線性和溫度漂移造成的誤差。制造商指定的溫度范圍各有不同，但最常見的是25°C ±10°C，本文即以此為例。

 

本設(shè)計(jì)中使用的電池，完全放電后電壓為2.7 V，完全充電后電壓為4.2 V；使用5 mΩ分流電阻的滿量程電流為12 A；用于。AD8450的電流檢測(cè)放大器的增益為66；用來測(cè)量電池電壓差動(dòng)放大器 增益為0.8。

 

總系統(tǒng)誤差中，電流檢測(cè)電阻漂移占了相當(dāng)一部分。Vishay 大金屬電阻；器件型號(hào)：Y14880R00500B9R，最大溫度系數(shù)為15ppm/°C，可減少漂移。AD5689 雙通道、16 位nanoDAC+™模 轉(zhuǎn)換器，最大INL 額定值為2 LSB，可降低非線性度。ADR45404.096 V 基準(zhǔn)電壓源，最大溫度系數(shù)額定值為4 ppm/°C，是在電流和電壓設(shè)定點(diǎn)之間進(jìn)行取舍后的理想選擇。經(jīng)電流檢測(cè)放大器以66 倍衰減后，DAC INL 會(huì)使?jié)M量程誤差增加約32 ppm，基準(zhǔn)電 壓源引入的增益誤差為40 ppm。

 

電流檢測(cè)放大器在增益為66 時(shí)的CMRR 最小值為116 dB。如果系統(tǒng)針對(duì)2.7 V 電池進(jìn)行校準(zhǔn)，則4.2 V 電池將產(chǎn)生40 ppm 滿量程誤差。此外，CMRR 變化為0.01 μV/V/°C，或者0.1μV/V（10°C 溫度范圍）。電流檢測(cè)放大器的失調(diào)電壓漂移最大值為0.6 μV/°C，因而10°C 溫度偏移將產(chǎn)生6 μV 失調(diào)，或者100 ppm 滿量程誤差。

 

最后，電流檢測(cè)放大器的增益漂移最大值為3 ppm/°C，而總漂移為30 ppm（10°C 范圍內(nèi)）。檢測(cè)電阻漂移為15ppm/°C，因此總共增加150 ppm 增益漂移（10°C 范圍內(nèi)）。表3 總結(jié)了這些誤差 源，它們產(chǎn)生的總滿量程誤差不足0.04%。該誤差很大一部分來源于分流電阻，因此必要時(shí)可以采用漂移值較低的分流電阻，以改善系統(tǒng)精度。

 

表3. 10ºC 范圍內(nèi)的電流測(cè)量誤差

 

類似地，對(duì)于電壓輸入而言，2 LSB DAC INL 相當(dāng)于折合到5.12 V滿量程輸入的31 ppm 誤差。若電池電壓在2.7 V 和4.2 V 范圍內(nèi)變化，那么差動(dòng)放大器的78.1 dB CMRR 將產(chǎn)生187 μV 失調(diào)誤差，或者36.5 ppm 滿量程誤差。來自CMRR 漂移的額外誤差遠(yuǎn)低于1ppm，可以忽略。

 

差動(dòng)放大器的失調(diào)漂移為5 μV/°C，或者10 ppm 滿量程誤差（10°C范圍內(nèi)）。差動(dòng)放大器的增益漂移為3 ppm/°C，或者30 ppm（10°C 范圍內(nèi)）?；鶞?zhǔn)電壓漂移為40 ppm（10°C 范圍）?？傠妷赫`差最大值為0.015%，如表4 所總結(jié)。

 

表4. 10ºC 范圍內(nèi)的電壓測(cè)量誤差

 

實(shí)現(xiàn)高精度電流測(cè)量要比高精度電壓測(cè)量困難得多，因?yàn)樾盘?hào)電平更小而動(dòng)態(tài)范圍更寬。分流電阻和儀表放大器失調(diào)漂移隨溫度 產(chǎn)生的誤差最大。

 

減少校準(zhǔn)時(shí)間

 

系統(tǒng)校準(zhǔn)時(shí)間可達(dá)每通道數(shù)分鐘，因此減少校準(zhǔn)時(shí)間便可降低制造成本。若每通道需3 分鐘，則96 通道系統(tǒng)便需要4.8 小時(shí)來執(zhí)行校準(zhǔn)。電壓和電流測(cè)量路徑有所不同，因?yàn)殡娏鳂O性會(huì)發(fā)生改變，且失調(diào)和增益誤差在各種模式下均有所不同，因此需單獨(dú)校 準(zhǔn)。若沒有低漂移元件，就必須針對(duì)每一個(gè)模式進(jìn)行溫度校準(zhǔn)，導(dǎo)致校準(zhǔn)時(shí)間非常長。

 

當(dāng) AD845x在充電和放電模式之間切換時(shí)，內(nèi)部多路復(fù)用器將在到達(dá)儀表放大器和其他信號(hào)調(diào)理電路之前改變電流極性。因此， 儀表放大器將始終獲得相同的信號(hào)，無論處于充電還是放電模式，且增益誤差在兩種模式下均相同，如圖7 所示。多路復(fù)用器的電阻在充電和放電兩種模式下不同，但儀表放大器的高輸入阻抗使得此誤差可忽略不計(jì)。

 

從系統(tǒng)設(shè)計(jì)角度而言，兩種模式下具有相同的失調(diào)和增益誤差意味著單次校準(zhǔn)可消除充電和放電模式下的初始誤差，使校準(zhǔn)時(shí)間減半。此外，AD845x 具有極低漂移，對(duì)其進(jìn)行單次室溫校準(zhǔn)即可， 無需在不同溫度下進(jìn)行校準(zhǔn)?？紤]到整個(gè)系統(tǒng)壽命期間所需的校準(zhǔn)，節(jié)省的時(shí)間可轉(zhuǎn)化為成本的大幅下降。

 

減少紋波

 

從線性拓?fù)滢D(zhuǎn)換到開關(guān)拓?fù)浜?，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員面臨的問題之一是電壓和電流信號(hào)中的紋波。每一個(gè)開關(guān)電源系統(tǒng)都會(huì)產(chǎn)生一些紋波，但在高效率、低成本要求的PC 和其他大用量電源管理應(yīng)用中穩(wěn)壓器模塊的推動(dòng)，技術(shù)變革非?？臁＞脑O(shè)計(jì)電路和PCB 布局， 可以減少紋波，使得開關(guān)電源可以為一個(gè)16 位ADC 供電而不會(huì)降低其性能，詳見AN-1141 應(yīng)用筆記用開關(guān)穩(wěn)壓器為雙電源精密 ADC 供電。此外，ADP1878同步降壓控制器數(shù)據(jù)手冊(cè)提供有關(guān)高功率應(yīng)用的更多信息。大部分開關(guān)電源使用單級(jí)LC 濾波器，但 若需要更佳的紋波和更高的系統(tǒng)精度，則雙級(jí)LC 濾波器將有所幫助。

 

均流控制

 

AD8450支持方便的純模擬均流，是結(jié)合多通道實(shí)現(xiàn)高容量電池化成和測(cè)試的快速、高性價(jià)比之選。例如，可以利用一個(gè)5 V、20 A單通道設(shè)計(jì)，三個(gè)相同的通道均流后可產(chǎn)生5 V、60 A 系統(tǒng)。采用AD8450 和一些無源器件即可實(shí)現(xiàn)均流總線和控制電路。與單通道設(shè)計(jì)相比，這是一種高性價(jià)比方式，因?yàn)榭梢允褂玫统杀竟β孰娮悠骷?，無額外開發(fā)時(shí)間。詳情可參見AD8450 數(shù)據(jù)手冊(cè)。

 

圖7. AD845x 在充電和放電模式下具有相同的失調(diào)和斜率

 

結(jié)論

 

AD8450, AD8451, and ADP1972簡化系統(tǒng)設(shè)計(jì)，具有優(yōu)于0.05%的 系統(tǒng)精度和超過90%的能效，有助于解決可充電電池制造瓶頸問題，同時(shí)為環(huán)保技術(shù)的普及做出貢獻(xiàn)。開關(guān)電源可為現(xiàn)代可充電電池的制造提供高性能、高性價(jià)比解決方案。

 

參考電路

 

Wang, Jianqiang, 等人， ""高容量單體鋰離子電池充放電系統(tǒng)研究"." PEDS2009.

 

Wolter, M, 等人， " "鋰離子電池生產(chǎn)線中的下線測(cè)試與化成工藝"" 第9 屆系統(tǒng)、信號(hào)和設(shè)備國際多方會(huì)議，2012 IEEE。

 

 

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