一進課堂我就指出，由于晶體管是一種單象限器件，我們首先需要將它偏置在有源區(qū)域中的一個合適的工作點。“你愛咋說就咋說吧”，學生們似乎在用無聲的語言應付我。

 

接著我們必須保持工作點的變化足夠小，以確保小信號近似法有效。同樣，大家的反應仍然是“你愛咋說就咋說吧”。最后，我們必須用電容進行交流耦合和去耦?，F(xiàn)在甚至連“你愛咋說就咋說吧”的反應都沒有了。我試圖通過粗略地分析圖1所示的電路來證明上述觀點，但意識到我的努力是多么的無意義，只好無奈地說，今天的課就到這兒吧。

 

學生們齊刷刷地站起來，翻看著手機里的短信，還沒等我拿到黑板擦并轉(zhuǎn)過身來說再見，他們就一窩蜂地走了……

 

圖1：不應該在開春第一天討論的電路。

 

看著空蕩蕩的教室，我尋思：如果晶體管是四象限器件而不是單象限器件，我的教學和學生的學習將會變得多么容易。目前沒有這樣的器件，但是我們可以用一些晶體管來進行模擬。

 

 

雙極結(jié)型晶體管（BJT）是一種常開器件，要求基極-發(fā)射極電壓下降0.6-0.7V才能抽取足夠的電流。我們喜歡用圖2a所示的npn BJT，一旦將vB提高到0V以上，這種BJT就會抽取明顯的電流。用射極跟隨器Q3的E-B壓降補償Q1的B-E壓降可以滿足這個要求，如圖2b所示。忽略基極電流，可以得到：

 

 

圖2：對理想晶體管的逐步探索。

 

其中Is1和Is3是飽和電流，假設(shè)它們相等，VT是熱電壓。

 

為了確保圍繞vB=0的對稱操作，我們需要用圖2c中的Q2-Q4對補償Q1-Q3對。再次假設(shè)飽和電流相匹配，同時忽略基極電流，可以得到公式（1）的對稱表達式：

 

 

最后，為了完成對偽理想BJT的探索，我們需要接受差異。

 

圖3：最后一步，形成四象限晶體管，同時顯示了一種電路符號。

 

 

我們通過將兩個電流反射鏡的輸出連接在一起來完成這個任務(wù)，圖3的示例是威爾遜電流反射鏡。Q5-Q6-Q7反射鏡復制iC1，并將iC1引入輸出節(jié)點，而Q8-Q9-Q10反射鏡復制iC2，然后從輸出節(jié)點吸收iC2。在vB=0時，公式（3）的指數(shù)相互抵消，使iC=0。當vB>0時，iC1占優(yōu)勢，導致iC>0，而當vB < 0時，iC2占優(yōu)勢，導致iC < 0。很明顯，這個電路允許完整的四象限操作。另外，鑒于Q3和Q4射極跟隨器提供的達靈頓功能，該電路具有高輸入阻抗，它同時還因威爾遜反射鏡而具有高輸出阻抗。

 

這種偽理想BJT其實已經(jīng)面世很長一段時間了。它曾被稱為飽和電抗器、宏晶體管、鉆石晶體管和電流傳送器II+，也有IC形式的OPA861。圖4表明，如果圖1中的放大器用飽和電抗器實現(xiàn)的話，會是多么簡單。注意，圖1中的放大器提供信號反相功能，而圖3中的放大器是非反相類型。

 

圖4：用飽和電抗器實現(xiàn)的共發(fā)射極放大器。

 

 

眾所周知，使用負反饋技術(shù)可以極大地擴展放大器的應用范圍，基于飽和電抗器的放大器也不例外。由于飽和電抗器具有高輸出阻抗，因此需要使用一個輸出緩沖器來防止被反饋網(wǎng)絡(luò)加載。這就形成了圖5的電路，其中由Q11到Q14組成的輸出緩沖器與輸入緩沖器Q1到Q4非常類似。這個電路被稱為電流反饋放大器，它同樣已經(jīng)面世很長時間了，在某些高速應用中可替代傳統(tǒng)的運放。普通BJT是通過將集電極和基極之間的反饋網(wǎng)絡(luò)連接起來配置反饋操作，飽和電抗器的非反相特性則要求反饋網(wǎng)絡(luò)連接在（緩沖的）集電極和發(fā)射極之間，也就是圖5所示的vO和vN節(jié)點之間。

 

為了研究反饋操作原理，參考圖6a所示簡化后的等效電路，圖中明確地顯示了C節(jié)點到地之間的凈阻抗zc（因為很快會變得清晰，所以C節(jié)點也被稱為增益節(jié)點）。針對第一近似值，zc可以用電阻Rc并聯(lián)電容Cc來建模，因此擴展為：

 

 

一般來說，Rc在105～106Ω范圍內(nèi)，Cc在pF范圍內(nèi)。由于外部網(wǎng)絡(luò)造成的任何失衡電流In都將被C節(jié)點處的威爾遜反射鏡所復制，從而得到：

 

 

圖5：使用輸出緩沖器將飽和電抗器轉(zhuǎn)換為電流反饋放大器。

 

接下來看一看圖6b中典型的反饋互連，將電流集中到Vn節(jié)點可以得到：

 

 

令Vn=Vp=Vi，求解In，然后代入到公式（5）就能得到閉環(huán)電壓增益：

 

圖6(a)：簡化的電流反饋放大器等效電路；(b)：電流反饋放大器符號和作為同相放大器的負反饋操作的互連電路。

 

 

在精心設(shè)計的電路中，R2的值大約為103Ω，因此當Rc在105～106Ω范圍內(nèi)時，我們可以忽略直流時的R2/zc項，并確定在低頻時A傾向于大家熟悉的運放表達式：

 

 

與普通運放（也稱為電壓反饋放大器或VFA）相比，電流反饋放大器的優(yōu)點是快速動態(tài)變化。公式（6）表明這個電路的環(huán)路增益為：

 

 

因此閉環(huán)帶寬由|zc|=R2點的頻率給出，這個頻率也稱為交叉頻率fx。只要R2 << Rc，這個頻率就等于fx=1/(2πR2Cc)。當R2近似于103Ω，Cc近似于10–12F時，fx大約是108Hz。請注意，fx取決于R2，與R1無關(guān)。與fx反比于噪聲增益1+R2/R1的電壓反饋放大器相比，電流反饋放大器的fx似乎獨立于噪聲增益。電流反饋放大器的另外一個動態(tài)優(yōu)勢是不受擺率限制的影響，因為Cc直接受輸入緩沖器的驅(qū)動，而輸入緩沖器實際上可以提供任何電流來實現(xiàn)Cc的快速充放電。

 

 

不得不承認，我們已經(jīng)習慣了電壓反饋放大器，在輸入端子間直接出現(xiàn)緩沖器會讓我們很不舒服（這是我第一次碰到電流反饋放大器時的真實感覺）。誠然，電流反饋放大器的快速動態(tài)變化非常吸引人……有沒有可能，將電流反饋放大器修改成電壓反饋放大器，并保留原始電流反饋放大器的一些動態(tài)優(yōu)勢？這個問題也在很早以前就解決了，方法是增加第三個電壓緩沖器（見圖7的Q15-Q16-Q17-Q18），將節(jié)點vN轉(zhuǎn)換為高阻輸入，并在第一個緩沖器的輸出端之間增加一個電阻R，這個新的緩沖器可以產(chǎn)生上文提到的iN控制電流。

 

圖7：由電流反饋放大器派生出來的電壓反饋放大器。

 

現(xiàn)在來分析這個電路，考慮流經(jīng)R的電流，假設(shè)從左流到右，值為(Vp–Vn)/R。電流反射鏡將這個電流傳送到增益節(jié)點C，并在此節(jié)點產(chǎn)生電壓zc(Vp–Vn)/R。這個電壓再經(jīng)緩沖輸出到輸出節(jié)點，得到Vo，因此開環(huán)電壓增益為：

 

 

這里用到了公式（4）。同樣，在一個精心設(shè)計的電路中，R << Rc，意味著a有大的直流值。由于其固有的快速電流模式操作，這種運放類型特別適合高速應用。常見的例子是LT1363-70MHz、1000V/µs運放。

 

 

在尋求理想晶體管的過程中，我們重新發(fā)現(xiàn)了一些早已存在的電路。這提醒我們：當你想要發(fā)明什么時，是不是要先想想這樣一句格言，“每一樣可以被發(fā)明的東西早就已經(jīng)發(fā)明了”？

 

本文轉(zhuǎn)載自電子技術(shù)設(shè)計。