仿真結果表明，該濾波器帶寬的可調范圍為1～26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內波紋小于0.5 dB，采用1.8 V電源，TSMC 0.18μm CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。射頻接收機質量被認為是影響整個系統(tǒng)成本和性能的主要因素。隨著無線通信移動終端朝著小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統(tǒng)中的集成濾波器設計顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設計方案以其成本和功耗的優(yōu)勢，已成為有源濾波器設計選擇的主流方向。

　　

　　

梯形結構電路的元件參數靈敏度低，實現時不用考慮傳輸函數零極點的配對，設計方便，在寬帶濾波器設計中有一定的優(yōu)越性。跳耦結構電路具有較小的寄生敏感度和較大的動態(tài)范圍。本文低通濾波器設計采用信號流程圖方式實現梯形跳耦結構。本文考慮到無源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設計理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設計電路。首先根據濾波器指標參數，查表得LC梯形濾波器電路和參數，后對此電路做狀態(tài)變量分析，寫出其電路電壓方程，依據狀態(tài)方程得出相應的信號流圖，然后應用跨導運放和電容實現型號流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量。可實現無源LC梯形濾波器到跨導-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時，50 MHz幅頻曲線以-40 dB予以說明。根據上述性能要求，查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。

類似式（1）、式（2）可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實現電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導Gm，實現負反饋運放等效代替，電路僅由跨導運放和電容元件來實現七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導值的大小可以通過其偏置電流得到精確調節(jié)。

　　

線性度和帶寬是跨導運算放大器設計考慮的兩個主要方面。帶寬的大小和跨導值成正比，但增大跨導值會使芯片功耗變大，對于相同的傳輸函數，增大跨導值時，電容值也需要相應的增大，從而增大了芯片面積。同時跨導值減小時，電容值也要減小，這對版圖匹配造成影響。

　　

本文采用經典的交叉耦合差動式COMS跨導器，其I/V傳輸特性有理想的線性關系。圖4中，M1和M2偏置電流為I;M3和M4偏置電流為 nI。電路設計中，M1～M4有相同的溝道長度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則：

可見，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導值與輸入數據Rx成平方根倒數關系，跨導值隨著輸入數據的增大而減小。通過改寫輸入數據RDAC的值，即可實現26種（全零狀態(tài)禁用）變化電阻，達到改變偏置電流，產生跨導值的變化，最終實現濾波器帶寬的調節(jié)。