【導(dǎo)讀】按照許多年前老師的教導(dǎo),我們會在運算放大器的兩個輸入端放上相等的阻抗。本文探究為什么會有這么一條經(jīng)驗法則,以及我們是否應(yīng)當(dāng)遵循這種做法。
如果您是在741運算放大器1橫行天下的時代長大的,那么平衡運算放大器輸入端電阻的觀念必定已扎根在您的頭腦中。隨著時間的流逝,由于不同電路技術(shù)和不同IC工藝的出現(xiàn),這樣做可能不再是對的。事實上,它可能引起更大直流誤差和更多噪聲,使電路更不穩(wěn)定。我們以前為什么要那樣做?什么變化導(dǎo)致我們現(xiàn)在這樣做可能是錯誤的?
在二十世紀(jì)六十年代和七十年代,第一代運算放大器采用普通雙極性工藝制造。為獲得合理的速度,差分對電流源電流一般在10 μA到20 μA范圍內(nèi)。
而β值為40到70,故輸入偏置電流在1 μA左右。然而,晶體管匹配度不是那么高,所以輸入偏置電流不相等,導(dǎo)致輸入偏置電流之間有10%到20%的偏差(稱為"輸入失調(diào)電流")。
在同相接地輸入端增加一個與輸入電阻R1和反饋電阻R2的并聯(lián)組合相等的電阻(圖1中的R3),可以讓阻抗相等。做一些計算可以證明,誤差降至Ioffset × R feedback 。由于I offset 為I bias 的10%到20%,所以這會有助于降低輸出失調(diào)誤差。
圖1. 經(jīng)典反相放大器
直流誤差
為降低雙極性運算放大器的輸入偏置電流,許多運算放大器設(shè)計集成了輸入偏置電流消除功能。OP07就是一個例子。輸入偏置電流消除功能的增加使偏置電流大大降低,但輸入失調(diào)電流可能為剩余偏置電流的50%到100%,所以增加電阻的作用非常有限。某些情況下,增加電阻反而可能導(dǎo)致輸出誤差提高。 噪聲
電阻熱噪聲的計算公式為√4kTRB,故1 kΩ電阻會有4 nV/√Hz的噪聲。增加電阻會增加噪聲。在圖2中,出人意料的是,雖然909 Ω補償電阻是值最低的電阻,但由于從該節(jié)點到輸出端的噪聲增益,它給圖2輸出端貢獻(xiàn)的噪聲最多。R1引起的輸出噪聲為40 nV/√Hz,R2為12.6 nV/√Hz,R3為42 nV/√Hz。因此,請勿使用電阻。另一方面,如果運算放大器采用雙電源供電,并且一個電源先于另一個電源上電,那么ESD網(wǎng)絡(luò)可能發(fā)生閂鎖問題。這種情況下,可能希望增加一定的電阻來保護器件。但若使用的話,應(yīng)在電阻上放置一個旁路電容以減少電阻的噪聲貢獻(xiàn)。
圖2. 噪聲分析
穩(wěn)定性
所有運算放大器都有一定的輸入電容,包括差分和共模。如果運算放大器連接為跟隨器,并且在反饋路徑中放入一個電阻以平衡阻抗,那么系統(tǒng)可能容易發(fā)生振蕩。原因是:大反饋電阻、運算放大器的輸入電容和PC板上的雜散電容會形成一個RC低通濾波器(LPF)。此濾波器會引起相移,并降低閉環(huán)系統(tǒng)的相位裕量。如果降低得太多,運算放大器就會振蕩。一位客戶在一個1 Hz Sallen-Key低通濾波器電路中使用AD8628 CMOS運算放大器。由于轉(zhuǎn)折頻率較低,電阻和電容相當(dāng)大(參見圖3)。輸入電阻為470 kΩ,所以客戶在反饋路徑中放入一個470 kΩ電阻。此電阻與8 pF的輸入電容(參見圖4)一起提供一個42 kHz極點。AD8628的增益帶寬積為2 MHz,因此它在42 kHz仍有大量增益,它發(fā)生了軌到軌振蕩。把470 kΩ電阻換成0 Ω跳線即解決了問題。因此,反饋路徑中應(yīng)避免使用大電阻。這里,何者為大取決于運算放大器的增益帶寬。對于高頻運算放大器,例如增益帶寬超過400 MHz的ADA4817-1,1 kΩ反饋電阻就稱得上是大電阻。務(wù)必閱讀數(shù)據(jù)手冊以了解其中的建議。
圖3. 您所見
圖4. 電子所見
結(jié)語
多年來的實踐會產(chǎn)生一些有用的經(jīng)驗法則。審核設(shè)計時,仔細(xì)檢視這些規(guī)則,判定它們是否仍然適用是很好的做法。關(guān)于是否需要增加平衡電阻,如果運算放大器是帶有輸入偏置電流消除功能的CMOS、JFET或雙極型,那么很可能不需要添加。