【導(dǎo)讀】即使技術(shù)和分配方式在迅速發(fā)生變化，但是，電纜作為數(shù)據(jù)分配通道始終保持著重要地位。新技術(shù)在現(xiàn)有電纜網(wǎng)絡(luò)上已實現(xiàn)分層，今天我們重點介紹這一技術(shù)演進(jìn)的其中一方面——功率放大器 (PA) 數(shù)字預(yù)失真 (DPD)。
功率放大器 (PA) 數(shù)字預(yù)失真 (DPD)，這是許多從事蜂窩系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)研發(fā)工作的人士將會熟悉的一個術(shù)語。將該技術(shù)遷移到電纜能夠帶來明顯的功效和性能提升，同時也帶來了巨大的挑戰(zhàn)。
了解要求
功率放大器在非線性區(qū)域工作時，其輸出將失真。這一失真可能會影響帶內(nèi)性能，還可能導(dǎo)致無用信號溢出到鄰道。溢出效應(yīng)在無線蜂窩應(yīng)用中特別重要，因此對鄰道泄漏比 (ACLR) 有嚴(yán)格的規(guī)定和控制。突出的控制技術(shù)之一是在信號到達(dá)功率放大器之前對其進(jìn)行數(shù)字整形或預(yù)失真，從而消除功率放大器中的非線性。
電纜環(huán)境則完全不同。首先，可將其視為封閉環(huán)境。電纜中發(fā)生的情況不會擴(kuò)展到電纜外！運營商擁有并控制整個頻譜。帶外 (OOB)失真并不是關(guān)注重點，帶內(nèi)失真才是至關(guān)重要的。服務(wù)提供商必須確保最高質(zhì)量的帶內(nèi)傳輸通道，以便能夠利用最大的數(shù)據(jù)吞吐量。其中一個方法是使電纜功率放大器嚴(yán)格運行在線性區(qū)域內(nèi)。采用這種工作模式的代價是功效極差。
圖1. 電纜功率放大器驅(qū)動器的功效
圖1概要顯示了典型的電纜應(yīng)用。盡管該系統(tǒng)功耗近80 W，但僅傳送了2.8W信號功率。功率放大器是功效極低的A類架構(gòu)。最大瞬時峰值效率可以計算為50%（當(dāng)信號包絡(luò)最大時，假定為電感負(fù)載）。如果功率放大器完全在線性區(qū)域工作，則考慮電纜信號的極高峰均比（通常為14 dB）意味著放大器需要比信號壓縮開始時平均低14 dB的工作條件，從而確保即使在信號的峰值處也不會發(fā)生信號壓縮?；赝伺c放大器工作效率直接相關(guān)。當(dāng)放大器回退14 dB以適應(yīng)各種電纜信號時，工作效率將降低10–14/10。因此，工作效率從理論上的最大值50%降低到10–14/10× 50% = 2%。圖2概要顯示了上述情況。
圖2. 高峰均比推動回退工作模式并使效率大幅降低
總而言之，功效是主要問題。損失功率會影響成本，但同樣重要的是，它還消耗了電纜分配系統(tǒng)中的稀缺資源。電纜運營商增加了更多功能和服務(wù)，因此需要進(jìn)行更多的處理，而處理所需的功率可能會受現(xiàn)有功率預(yù)算的限制。如果能從低效功率放大器中設(shè)法獲取浪費的功耗，那么可以將其重新分配給這些新功能。
針對功率放大器低效提出的解決方案是數(shù)字預(yù)失真。這是整個無線蜂窩行業(yè)普遍采用的一種方法。數(shù)字預(yù)失真允許用戶在更高效但非線性更明顯的區(qū)域中運行功率放大器，然后先預(yù)先校正數(shù)字域中的失真，再將數(shù)據(jù)發(fā)送到功率放大器。數(shù)字預(yù)失真的本質(zhì)是在數(shù)據(jù)到達(dá)功率放大器之前對其進(jìn)行整形，以抵消功率放大器產(chǎn)生的失真，從而擴(kuò)大功率放大器的線性范圍，如圖3所示。這一擴(kuò)大后的線性范圍可用于支持更高質(zhì)量的處理，提供較低的調(diào)制誤差率 (MER)，1或者允許功率放大器以更低偏置設(shè)置運行，從而節(jié)省功耗。盡管數(shù)字預(yù)失真已廣泛應(yīng)用于無線蜂窩基礎(chǔ)設(shè)施，但在電纜環(huán)境中實施數(shù)字預(yù)失真有獨特而又有挑戰(zhàn)性的要求。
圖3. 數(shù)字預(yù)失真概述
如圖4所示，電纜應(yīng)用的實際工作效率約為3.5%！實施數(shù)字預(yù)失真可以降低系統(tǒng)的功率要求，由原來的80 W降低到61 W，節(jié)約19 W，節(jié)電率達(dá)到24%。每個功率放大器以前的功率要求為17.5 W，現(xiàn)在則下降到12.8 W。
圖4. 通過數(shù)字預(yù)失真方案實現(xiàn)節(jié)能概述
實施挑戰(zhàn)
數(shù)字預(yù)失真的價值不言而喻，但在電纜應(yīng)用中實施時會面對許多獨特挑戰(zhàn)。因此，必須在現(xiàn)有資源范圍內(nèi)應(yīng)對這些技術(shù)挑戰(zhàn)。例如，解決方案本身必須是高效節(jié)能的，因為如果節(jié)省的電能轉(zhuǎn)化為該解決方案的電源，則在優(yōu)化功率放大器效率方面沒有什么價值。同樣地，數(shù)字處理資源需要適當(dāng)，以便可以高效地駐留在當(dāng)前的FPGA架構(gòu)中。具有非標(biāo)準(zhǔn)硬件要求和廣泛架構(gòu)變化的超大型/復(fù)雜算法不太可能適應(yīng)。
超寬帶寬
電纜應(yīng)用環(huán)境與無線蜂窩環(huán)境之間最顯著的區(qū)別也許是操作帶寬。在電纜中，約1.2 GHz的帶寬要進(jìn)行線性化。寬帶寬挑戰(zhàn)復(fù)雜的原因在于頻譜從直流開始僅為54 MHz且信號帶寬大于信道中心頻率。必須牢記的是，功率放大器經(jīng)驅(qū)動進(jìn)入非線性工作區(qū)域后即可實現(xiàn)省電，這樣雖然提高了效率，但代價是非線性產(chǎn)物也隨之而來。數(shù)字預(yù)失真必須消除由功率放大器產(chǎn)生的非線性，尤其是那些折回帶內(nèi)的非線性成分。這就在電纜應(yīng)用中構(gòu)成了獨特挑戰(zhàn)。
圖5.傳統(tǒng)窄帶中諧波失真項的說明
圖5概要顯示了我們可能期望的經(jīng)過非線性放大級的傳統(tǒng)窄帶（本節(jié)稍后部分給出窄帶的定義）上變頻基帶信號的寬帶諧波失真項。非線性功率放大器輸出通常通過冪級數(shù)表達(dá)式描述，比如具有以下形式的Volterra級數(shù)：
可將其理解為有記憶效應(yīng)的Taylor冪級數(shù)的推廣。值得注意的是，每個非線性項(k = 1,2, … , K)都會產(chǎn)生多個諧波失真(HD)產(chǎn)物。例如，五階有3個諧波項：一次諧波、三次諧波和五次諧波。另外需要注意的是，諧波帶寬是其階次的倍數(shù)。例如，三階諧波項的寬度是激勵帶寬的3倍。
在電纜中，諧波在頻譜（從直流開始僅為54 MHz）上的位置對數(shù)字預(yù)失真構(gòu)成了特殊挑戰(zhàn)，而這一挑戰(zhàn)與大信號帶寬的關(guān)系并不大。所有非線性系統(tǒng)都會發(fā)生諧波失真。電纜數(shù)字預(yù)失真的重點是落在帶內(nèi)的諧波失真。從圖5可以看出，在傳統(tǒng)窄帶應(yīng)用中，重點將是三階諧波和五階諧波。盡管形成了其他諧波，但它們在目標(biāo)頻帶外，可通過傳統(tǒng)濾波消除。我們可以按照分?jǐn)?shù)帶寬來定義寬帶應(yīng)用和窄帶應(yīng)用，其中分?jǐn)?shù)帶寬的定義公式如下：
（fn = 最高頻率，f1 = 最低頻率，fc = 中心頻率）。分?jǐn)?shù)帶寬超過1時，可將應(yīng)用視為寬帶應(yīng)用。大多數(shù)蜂窩應(yīng)用的分?jǐn)?shù)帶寬不超過0.5。因此，它們的諧波失真行為符合圖6所示的特性。
圖6.窄帶簡化；只需考慮一次諧波周圍的產(chǎn)物
對于這樣的窄帶系統(tǒng)，只有一次諧波周圍的帶內(nèi)失真需要通過數(shù)字預(yù)失真消除，因為采用帶通濾波器可去除所有其他產(chǎn)物。另外還需注意的是，由于帶內(nèi)沒有偶數(shù)階產(chǎn)物，數(shù)字預(yù)失真只需處理奇數(shù)階項。
在電纜應(yīng)用中，我們近似認(rèn)為fn ~1200 MHz，fl ~50 MHz，fc ~575 MHz，從而得出分?jǐn)?shù)帶寬為2。要確定需要校正的最低諧波失真階次，可以使用以下公式：
（Kmin是要考慮的最低非線性階次），或者用數(shù)字表示就是50 MHz×2 = 100Mhz，由于其小于1200 MHz，因此二階諧波失真正好在工作頻帶內(nèi)并且必須被校正。因此，如果決定在安全性和線性度極高的操作范圍之外操作電纜功率放大器，則所得到的諧波失真將如圖7所示。
圖7.寬帶電纜應(yīng)用中寬帶諧波失真的影響
相比只需要考慮奇數(shù)階諧波的無線蜂窩應(yīng)用，電纜應(yīng)用中的偶數(shù)階項和奇數(shù)階項均在頻帶內(nèi)，可產(chǎn)生多個重疊的失真區(qū)域。這在一定程度上會對任何數(shù)字預(yù)失真解決方案的復(fù)雜性和精密度 產(chǎn)生嚴(yán)重影響，因為算法必須通過簡單的窄帶假設(shè)。數(shù)字預(yù)失真解決方案必須適應(yīng)諧波失真每個階次的項。
在窄帶系統(tǒng)中，偶數(shù)階項可以被忽略，奇數(shù)階在每個目標(biāo)頻帶內(nèi)產(chǎn)生1個項。電纜應(yīng)用中的數(shù)字預(yù)失真必須考慮奇數(shù)階和偶數(shù)階諧波失真，并且還必須考慮到每個階可能有多個重疊的帶內(nèi)元素。
諧波失真校正定位
考慮到傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預(yù)失真解決方案的處理在復(fù)雜的基帶處完成，我們主要關(guān)注對稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統(tǒng)中，盡管保持了位于一次諧波周圍的那些項的對稱性，但是這一對稱性不再適用于更高階次的諧波產(chǎn)物。
圖8.寬帶數(shù)字預(yù)失真復(fù)雜基帶處理中頻率偏移要求的注解
如圖8所示，傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預(yù)失真在復(fù)雜基帶處完成。在這些實例中，僅一次諧波產(chǎn)物在頻帶范圍內(nèi)，因此其基帶產(chǎn)物直接轉(zhuǎn)換為RF?？紤]寬帶電纜數(shù)字預(yù)失真時，較高階次的諧波失真必須是頻率偏移，才能使上變頻后的基帶產(chǎn)物正確位于實際RF頻譜中。
環(huán)路帶寬限制
閉環(huán)數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)采用傳輸和觀測路徑。在理想化的模型中，兩條路徑都不會受到帶寬限制，并且兩者的寬度都足以通過所有數(shù)字預(yù)失真項。也就是說，它們足以通過帶內(nèi)項和帶外項。
圖9.無帶寬限制的理想化數(shù)字預(yù)失真方案
圖9概要顯示了數(shù)字預(yù)失真一種數(shù)字預(yù)失真的實現(xiàn)。在理想情況下，從數(shù)字上變頻器 (DUC)（通過數(shù)字預(yù)失真）到DAC乃至通過功率放大器的路徑將沒有帶寬限制。同樣地，觀測路徑上的ADC將對全帶寬進(jìn)行數(shù)字化（請注意，為了進(jìn)行說明，我們展示2倍帶寬的信號路徑。在某些無線蜂窩應(yīng)用中，可擴(kuò)展到3至5倍的帶寬）。理想方案是通過數(shù)字預(yù)失真產(chǎn)生帶內(nèi)項和帶外項，從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，為了準(zhǔn)確消除失真，需要在目標(biāo)信號的帶寬之外創(chuàng)建項，這一點非常重要。
在實際方案中，信號路徑具有帶寬限制，數(shù)字預(yù)失真性能無法達(dá)到理想方案要求。
Figure 10. Decreased performance of DPD as bandwidth limitations in the signal path limit the OOB terms.
電纜應(yīng)用中，帶寬限制可能有多種來源
FPGA與DAC之間的JESD鏈路、DAC鏡像抑制濾波器、功率放大器輸入匹配。這些限制最顯著的影響是帶外性能。從圖10所示的仿真可以看出，數(shù)字預(yù)失真無法校正帶外失真。在電纜中，帶外失真會造成帶內(nèi)性能下降，這一點特別重要，是我們需要考慮到的。信號路徑中的帶寬限制可以并且的確會影響帶內(nèi)性能。
電纜環(huán)境比較獨特，運營商擁有整個頻譜
感興趣頻帶（54 MHz至1218 MHz）外的輻射位于未被他人使用的一段頻譜中，也會由于高頻時固有的電纜損耗而導(dǎo)致衰減。觀測路徑只需監(jiān)測工作頻帶內(nèi)發(fā)生的情況。
在這里需要做出一個重要區(qū)分
帶外輻射無需考慮，在帶外生成并延伸到頻帶內(nèi)的輻射需要考慮。因此，盡管帶外輻射無需考慮，但需要考慮形成這些輻射的項。該方案與無線蜂窩應(yīng)用大為不同，因為其觀測帶寬要求通常為工作頻帶的3至5倍。電纜中的重點是帶內(nèi)性能，因此僅需考慮帶外項對帶內(nèi)性能的影響。
電纜數(shù)字預(yù)失真只需針對帶內(nèi)產(chǎn)物校正
對于DOCSIS 3，頻率范圍為54 MHz至1218 MHz。數(shù)字預(yù)失真生成二次，三次，…，消除項。盡管只需在電纜帶寬上進(jìn)行校正，但在數(shù)字預(yù)失真致動器中，這些項將會擴(kuò)展到更寬的帶寬（例如，三階帶寬擴(kuò)展到1218 MHz的3倍）。為了保持傳統(tǒng)數(shù)字預(yù)失真自適應(yīng)算法的穩(wěn)定性，應(yīng)當(dāng)將這些帶外項保留在環(huán)路周圍。對數(shù)字預(yù)失真項進(jìn)行的任何濾波往往會造成自適應(yīng)算法不穩(wěn)定。在電纜系統(tǒng)中存在頻帶限制，因此常規(guī)算法可能失效。
數(shù)字預(yù)失真和電纜傾斜補償
與所有其他傳輸介質(zhì)一樣，電纜引入了衰減。通常認(rèn)為這種衰減與電纜質(zhì)量、電纜敷設(shè)距離和傳輸頻率有關(guān)。如果要在電纜的接收端，即工作頻譜上實現(xiàn)相對均勻的接收信號強(qiáng)度，則必須在發(fā)送端增加預(yù)加重（傾斜）。傾斜可被視為電纜的反向傳遞函數(shù)。它采用與傳輸頻率成比例的預(yù)加重或整形。
通過被稱為傾斜補償器（位于功率放大器之前）的低功耗無源模擬均衡器即可實現(xiàn)整形。在高頻下衰減少或不衰減，而在低頻下衰減大。傾斜補償器輸出端的信號在整個工作頻譜范圍內(nèi)可具有高達(dá)22 dB的均衡增益變化。
圖11. 傾斜補償器方案
傾斜補償器對信號進(jìn)行整形，并且在通過功率放大器處理信號時保持整形輪廓。傳統(tǒng)數(shù)字預(yù)失真方案會將整形視為減損并嘗試針對其進(jìn)行校正，因為數(shù)字預(yù)失真是（非線性）均衡器。似乎合理的是，如果將傾斜的倒數(shù)添加到觀測路徑中，就可以減輕其影響。但事實并非如此。功率放大器是非線性的，因此交換性不適用，也就是說：
PA 代表功率放大器；
T代表傾斜補償器
為了實現(xiàn)最佳操作，數(shù)字預(yù)失真處理模塊需要明確了解在功率放大器輸入端處顯示的信號。在電纜數(shù)字預(yù)失真應(yīng)用中，利用數(shù)字預(yù)失真算法為功率放大器建模的同時，必須保持傾斜補償。這就會面臨一些非常獨特和極具難度的挑戰(zhàn)。我們需要一個穩(wěn)定的低成本解決方案，不會使傾斜均衡。雖然無法在本文中披露該解決方案的性質(zhì)，但ADI已經(jīng)找到了一個創(chuàng)新的解決方案，將在未來的出版物中詳細(xì)介紹。
數(shù)字預(yù)失真和電纜功率放大器架構(gòu)
如圖4所示，典型的電纜應(yīng)用將把一個DAC的輸出分成四路并提供給四個獨立的功率放大器。為了最大程度節(jié)省功率，需要在所有這些功率放大器上實施數(shù)字預(yù)失真。可行的解決方案可能是實施四個獨立的數(shù)字預(yù)失真模塊和DAC模塊。該解決方案有效，但會使效率降低，系統(tǒng)實施成本增加。額外的硬件需要資金和功率成本。
并非所有功率放大器都是一樣的，盡管工藝匹配（制造過程中）可以提供具有相似個性的單元，但差異仍會存在，并且隨著老化、溫度和供電波動而變大。然而，將一個功率放大器用作主機(jī)并為其開發(fā)優(yōu)化的數(shù)字預(yù)失真，然后將其應(yīng)用于其他功率放大器，確實可提供系統(tǒng)性能優(yōu)勢，如圖12中的仿真結(jié)果所示。
左側(cè)的曲線表示未采用數(shù)字預(yù)失真情況下的功率放大器性能。非線性工作模式導(dǎo)致失真，這體現(xiàn)在MER1性能（范圍為37 dBc至42 dBc）中。閉環(huán)數(shù)字預(yù)失真應(yīng)用于觀測主功率放大器的輸出；曲線圖右側(cè)的綠色曲線表示的是增強(qiáng)性能。數(shù)字預(yù)失真已針對功率放大器失真進(jìn)行了校正，結(jié)果是總體性能經(jīng)過轉(zhuǎn)變后可提供65 dBc到67 dBc的MER。圖中間剩余的曲線表示的是從功率放大器的性能，即根據(jù)主功率放大器進(jìn)行校正的功率放大器。可以看出，只觀測一個功率放大器來實施閉環(huán)數(shù)字預(yù)失真可使所有功率放大器的性能受益。然而，從功率放大器仍然存在會失效的工作點。從功率放大器的性能范圍從38 dBc到67 dBc。寬范圍本身不是問題，但該范圍的一部分低于可接受的工作閾值（電纜通常為45 dBc）。
圖12. 使用多個功率放大器的單次數(shù)字預(yù)失真（仿真結(jié)果）
電纜中獨特的系統(tǒng)架構(gòu)為數(shù)字預(yù)失真提供了額外挑戰(zhàn)。優(yōu)化性能需要采用閉環(huán)數(shù)字預(yù)失真方案。但根據(jù)慣性思維，在電纜中這樣做將需要在每個功率放大器路徑中附加硬件。最佳解決方案需要 為每個功率放大器提供閉環(huán)數(shù)字預(yù)失真的增強(qiáng)功能，但不需要額外的硬件成本。
利用SMART算法解決挑戰(zhàn)
如本文之前所述，電纜數(shù)字預(yù)失真為設(shè)計人員帶來了非常獨特和 具難度的挑戰(zhàn)。如果在功率和硬件的限制范圍內(nèi)解決這些挑戰(zhàn)，那么優(yōu)勢就不會被削弱；如果把功率放大器中節(jié)省下來的功率用于額外的DAC或FPGA，則對于功率放大器省電幾乎沒有任何價值。同樣地，省電必須與硬件成本平衡。ADI通過結(jié)合高性能模擬信號處理與先進(jìn)算法方案解決了該挑戰(zhàn)。
ADI方案的高級概述如圖13所示。該解決方案可以被認(rèn)為具有三個關(guān)鍵要素：使用高級轉(zhuǎn)換器和定時產(chǎn)品、采用支持全面信號鏈監(jiān)控/控制的架構(gòu)、運用可利用已有知識實現(xiàn)最佳性能的數(shù)字預(yù)失真先進(jìn)算法。
圖13. 使用高級轉(zhuǎn)換器和SMART算法的電纜數(shù)字預(yù)失真方案
該算法是該解決方案的核心。它使用其廣泛的信號處理知識以及信號路徑的傳遞功能來形成輸出，同時調(diào)整信號路徑某些方面的動態(tài)控制。動態(tài)系統(tǒng)解決方案不僅意味著系統(tǒng)設(shè)計人員能夠大幅省電，而且這些節(jié)省的電能可以直接轉(zhuǎn)化為性能提升。利用該算法，用戶定義了系統(tǒng)必須運行的MER1性能級別后，就會實施系統(tǒng)調(diào)整，以便在所有輸出端實現(xiàn)該性能。需要注意的是，該算法還確保在保持每個功率放大器的最佳用電效率的同時滿足性能閾值，這一點非常重要。功率放大器的功耗都低于實現(xiàn)目標(biāo)性能所需的功耗。
前面概述了該解決方案的實施。該算法本身的特性是ADI專有IP，這不在本文論述范圍內(nèi)。SMART算法具有學(xué)習(xí)系統(tǒng)路徑的能力，然后改變通過路徑傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的性質(zhì)以及路徑本身的特性以提供最佳結(jié)果。我們將最佳結(jié)果定義為：維持MER質(zhì)量的同時降低功率要求。
路徑特性以及傳輸信號的性質(zhì)都在不斷變化。該算法具有處理動態(tài)適應(yīng)性的自學(xué)習(xí)能力。更重要的是，適應(yīng)發(fā)生在系統(tǒng)運行期間，不會使傳輸?shù)牧髦袛嗷蚴д妗?/div>
結(jié)論
電纜環(huán)境仍舊是提供數(shù)據(jù)服務(wù)的重要基礎(chǔ)設(shè)施。隨著技術(shù)繼續(xù)發(fā)展，對頻譜和功效的要求也越來越高。新一代技術(shù)的發(fā)展使需求日益增長，并推動實現(xiàn)更高階的調(diào)制方案以及更好的功效。這些增強(qiáng)功能的到來必須不影響系統(tǒng)性能 (MER)，盡管數(shù)字預(yù)失真提供了一個可能的實現(xiàn)途徑，但其在電纜應(yīng)用中的實施構(gòu)成了非常獨特和極具難度的挑戰(zhàn)。ADI已開發(fā)出一套全面的系統(tǒng)解決方案來應(yīng)對這些挑戰(zhàn)。該解決方案涵蓋基于硅的芯片（DAC、ADC和時鐘）、功率放大器控制以及先進(jìn)算法。所有這三種技術(shù)的結(jié)合為用戶提供了一個適應(yīng)性強(qiáng)的解決方案，在這些解決方案中，他們可以輕松地以最小的妥協(xié)來達(dá)到功率與性能要求。該軟件定義解決方案還支持原有電纜技術(shù)到新一代電纜技術(shù)的輕松過渡，新一代電纜技術(shù)中預(yù)計將包含全雙工 (FD) 和包絡(luò)跟蹤 (ET)。
注釋
注釋1：調(diào)制誤差率是對調(diào)制質(zhì)量的度量。它表示目標(biāo)符號向量與傳輸符號向量之間的差異。MER = 10Log（平均信號功率/平均誤差功率）。它可以被認(rèn)為是對補償放大器內(nèi)符號位置準(zhǔn)確性的度量。
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