【導(dǎo)讀】一般來(lái)講，開關(guān)頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進(jìn)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。但是，開關(guān)頻率更高也意味著與交流相關(guān)的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來(lái)限制熱應(yīng)力。
開關(guān)頻率優(yōu)化
一般來(lái)講，開關(guān)頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進(jìn)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。但是，開關(guān)頻率更高也意味著與交流相關(guān)的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來(lái)限制熱應(yīng)力。目前，對(duì)于 ≥10A的輸出電流應(yīng)用，大多數(shù)降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對(duì)于<10A的負(fù)載電流，開關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。每個(gè)設(shè)計(jì)的最優(yōu)頻率都是通過(guò)仔細(xì)權(quán)衡尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)實(shí)現(xiàn)的。
輸出電感選擇
在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計(jì)算如下：
在給定開關(guān)頻率下，低電感提供大紋波電流并產(chǎn)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會(huì)增加MOSFET RMS電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導(dǎo)損耗也可能較高。通常，在選擇電感時(shí)，會(huì)選擇超過(guò)最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應(yīng)商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應(yīng)商的最大額定值內(nèi)設(shè)計(jì)電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。
功率MOSFET選擇
為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時(shí)，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)。但是，不要選擇額定電壓過(guò)高的FET。例如，對(duì)于16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET非常適合。額定值為60V的FET的電壓過(guò)高，因?yàn)镕ET的導(dǎo)通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來(lái)，F(xiàn)ET的導(dǎo)通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG（或QGD）是兩個(gè)最重要的參數(shù)。通常需要在柵極電荷QG和導(dǎo)通電阻RDS(ON)之間進(jìn)行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導(dǎo)通電阻RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時(shí)吸收了傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。Q1通常需要低QG FET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交流損耗較小，因?yàn)樗ǔＴ赩DS電壓接近零時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷。在這種情況下，對(duì)于同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。如果單個(gè)FET無(wú)法處理總功率，則可并聯(lián)使用多個(gè)MOSFET。
輸入和輸出電容選擇
首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容。
降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動(dòng)開關(guān)電流和大紋波電流。因此，應(yīng)選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯(lián)使用。
輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負(fù)載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可以通過(guò)公式(15)計(jì)算。對(duì)于高性能應(yīng)用，要盡量減少輸出紋波電壓并優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯(cuò)的選擇。
關(guān)閉反饋調(diào)節(jié)環(huán)路
開關(guān)模式電源還有一個(gè)重要的設(shè)計(jì)階段——通過(guò)負(fù)反饋控制方案關(guān)閉調(diào)節(jié)環(huán)路。這項(xiàng)任務(wù)通常比使用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充分了解環(huán)路行為和補(bǔ)償設(shè)計(jì)，通過(guò)穩(wěn)定環(huán)路來(lái)優(yōu)化動(dòng)態(tài)性能。
降壓轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模型
如前所述，開關(guān)轉(zhuǎn)換器隨開關(guān)開啟或關(guān)閉狀態(tài)改變工作模式。它是一個(gè)分立式非線性系統(tǒng)。要使用線性控制方法來(lái)分析反饋環(huán)路，需要進(jìn)行線性小信號(hào)建模[1][ 3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號(hào)轉(zhuǎn)換函數(shù)實(shí)際上是一個(gè)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個(gè)極點(diǎn)。有一個(gè)由輸出電容和電容ESR決定的零點(diǎn)。
其中，
，
，
電壓模式控制與電流模式控制
輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)，如圖11所示。例如，當(dāng)輸出電壓增加時(shí)，反饋電壓VFB增加，而負(fù)反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運(yùn)算放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可能是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡(luò)[3] [ 4]。只有一個(gè)控制環(huán)路來(lái)調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。
圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進(jìn)的PWM調(diào)制架構(gòu)和極低(30ns)的最短導(dǎo)通時(shí)間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業(yè)電源轉(zhuǎn)換為當(dāng)今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應(yīng)用。高功率應(yīng)用需要具有均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環(huán)路來(lái)平衡并聯(lián)降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase®電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測(cè)失調(diào)電壓使得并聯(lián)相位之間的均流非常精確，從而平衡熱應(yīng)力。[10]
圖11.電壓模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖
圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比
電流模式控制使用兩種反饋環(huán)路：類似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路的外電壓環(huán)路，以及將電流信號(hào)饋送回控制環(huán)路的內(nèi)電流環(huán)路。圖13顯示直接檢測(cè)輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的概念方框圖。使用電流模式控制時(shí)，電感電流取決于誤差運(yùn)算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運(yùn)算放大器輸出VC到電源輸出電壓VO的轉(zhuǎn)換功能成為單極性系統(tǒng)。這使環(huán)路補(bǔ)償變得更加簡(jiǎn)單。控制環(huán)路補(bǔ)償不太依賴于輸出電容ESR零點(diǎn)，因此可使用所有陶瓷輸出電容。
電流模式控制還有很多其他優(yōu)勢(shì)。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運(yùn)算放大器VC的逐周期限制，因此電流模式控制系統(tǒng)在過(guò)載條件下會(huì)更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動(dòng)過(guò)程中也會(huì)受到良好的控制。此外，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，電感電流不會(huì)快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。并聯(lián)多個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)，通過(guò)使用電流模式控制，也很容易在電源之間實(shí)現(xiàn)均流，這對(duì)使用PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器的可靠高電流應(yīng)用至關(guān)重要?？偠灾?，電流模式控制轉(zhuǎn)換器比電壓模式控制轉(zhuǎn)換器更可靠。
電流模式控制方案需要精確檢測(cè)電流。電流檢測(cè)信號(hào)通常是對(duì)開關(guān)噪聲敏感的數(shù)十毫伏電平下的一個(gè)小信號(hào)。因此，需要正確仔細(xì)地設(shè)計(jì)PCB布局。通過(guò)檢測(cè)電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導(dǎo)壓降檢測(cè)電感電流，可關(guān)閉電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。
圖13.電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖
恒頻與恒定導(dǎo)通時(shí)間控制
“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時(shí)鐘產(chǎn)生的恒定開關(guān)頻率。輕松同步這些恒定開關(guān)頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個(gè)重要特性。但是，如果負(fù)載升壓瞬態(tài)剛好發(fā)生在控制FET Q1柵極關(guān)斷之后，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個(gè)Q1關(guān)斷時(shí)間，直到下一個(gè)周期才能響應(yīng)瞬態(tài)。在占空比較小的應(yīng)用中，最壞情況下的延遲接近一個(gè)開關(guān)周期。
在此類低占空比應(yīng)用中，恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值時(shí)電流模式控制響應(yīng)負(fù)載升壓瞬態(tài)的延遲更短。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導(dǎo)通時(shí)間降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率幾乎是固定的。如果出現(xiàn)瞬變，開關(guān)頻率可快速變化以加速瞬態(tài)響應(yīng)。因此，該電源改進(jìn)了瞬態(tài)性能，并可降低輸出電容和相關(guān)成本。
但是，通過(guò)恒定導(dǎo)通時(shí)間控制，開關(guān)頻率可能隨線路或負(fù)載的改變而改變。ADI公司的LTC3833是具有更復(fù)雜的導(dǎo)通時(shí)間控制架構(gòu)的谷值電流模式降壓控制器，該架構(gòu)是恒定導(dǎo)通時(shí)間控制架構(gòu)的變體，區(qū)別在于它通過(guò)控制導(dǎo)通時(shí)間，使開關(guān)頻率在穩(wěn)定的線路和負(fù)載條件下保持恒定。使用此架構(gòu)，LTC3833控制器具有20ns的最短導(dǎo)通時(shí)間，并支持38VIN至0.6VO的降壓應(yīng)用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內(nèi)與外部時(shí)鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。[11]圖15顯示該電源可快速響應(yīng)突發(fā)的高壓擺率負(fù)載瞬變。在負(fù)載升壓瞬態(tài)期間，開關(guān)頻率增加以加快瞬態(tài)響應(yīng)。在負(fù)載降壓瞬態(tài)期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對(duì)于多個(gè)輸出或PolyPhase應(yīng)用，LTC3838和LTC3839控制器也可提供快速瞬態(tài)、多相解決方案。
圖14.使用LTC3833的快速、控制導(dǎo)通時(shí)間電流模式電源
圖15.LTC3833電源在快速負(fù)載階躍瞬態(tài)期間提供快速響應(yīng)
環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性
精心設(shè)計(jì)的SMPS應(yīng)該沒有噪聲。而補(bǔ)償不足的系統(tǒng)卻不是這樣，它往往是不穩(wěn)定的。補(bǔ)償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會(huì)發(fā)出噪聲、開關(guān)波形存在抖動(dòng)、輸出電壓振蕩等。過(guò)度補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)很穩(wěn)定，噪聲也很小，但瞬態(tài)響應(yīng)慢。這樣的系統(tǒng)在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環(huán)路交越頻率。瞬態(tài)響應(yīng)慢的設(shè)計(jì)需要很大的輸出電容才能滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)性能穩(wěn)定、無(wú)噪聲，但不會(huì)過(guò)度補(bǔ)償，因此能夠快速響應(yīng)，使輸出電容最小。ADI公司的應(yīng)用筆記AN149文章詳細(xì)介紹了電源電路建模和環(huán)路設(shè)計(jì)的概念和方法[3]。對(duì)于經(jīng)驗(yàn)不足的電源設(shè)計(jì)人員，小信號(hào)建模和環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD™設(shè)計(jì)工具可處理復(fù)雜的公式，從而極大地簡(jiǎn)化了電源設(shè)計(jì)，尤其是環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)[5] [ 6]。LTspice®仿真工具集成了所有ADI器件模型，并提供額外的時(shí)域仿真以優(yōu)化設(shè)計(jì)。但是，在原型制作階段，通常需要對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進(jìn)行基準(zhǔn)測(cè)試和驗(yàn)證。
一般而言，閉環(huán)電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能由兩個(gè)重要的值來(lái)評(píng)估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率fC量化，在該頻率下，環(huán)路增益T(s)等于1 (0dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來(lái)量化。環(huán)路相位裕量Φm定義為總T(s)相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T(s)增益和總T(s)相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，通常認(rèn)為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC3829 12VIN至1VO/60A 3相降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。
圖16.LTpowerCAD設(shè)計(jì)工具可輕松優(yōu)化環(huán)路補(bǔ)償和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)
（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉(zhuǎn)換器為例）
適合高電流應(yīng)用的PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器
隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)越來(lái)越大，速度越來(lái)越快，其處理器和存儲(chǔ)器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對(duì)電源的需求倍增。近年來(lái)，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉(zhuǎn)換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯(cuò)降壓轉(zhuǎn)換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關(guān)的電路板空間和成本。
在PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器中，精密電流檢測(cè)和均流變得非常重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統(tǒng)可靠性。由于在穩(wěn)態(tài)下和瞬變過(guò)程中具有內(nèi)在均流功能，因此電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是具有精密電流檢測(cè)和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對(duì)于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統(tǒng)，可以菊花鏈形式連接多個(gè)控制器。
高性能控制器的其他要求
高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動(dòng)來(lái)控制啟動(dòng)過(guò)程中的浪涌電流。當(dāng)輸出過(guò)載或短路時(shí)，過(guò)流限制和短路閂鎖可保護(hù)電源。過(guò)壓保護(hù)功能可保護(hù)系統(tǒng)中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統(tǒng)的EMI噪聲，有時(shí)控制器必須與外部時(shí)鐘信號(hào)同步。對(duì)于低電壓、高電流應(yīng)用，遠(yuǎn)程差分電壓檢測(cè)可補(bǔ)償PCB電阻壓降，并精確調(diào)節(jié)遠(yuǎn)端負(fù)載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復(fù)雜系統(tǒng)中，還需要在不同電壓軌之間進(jìn)行時(shí)序控制和跟蹤。
PCB布局
元件選擇和原理圖設(shè)計(jì)只是電源設(shè)計(jì)過(guò)程中的一部分。開關(guān)電源設(shè)計(jì)中正確的PCB布局始終至關(guān)重要。事實(shí)上，其重要性怎么強(qiáng)調(diào)都不過(guò)分。良好的布局設(shè)計(jì)可以優(yōu)化電源效率，緩解熱應(yīng)力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設(shè)計(jì)人員一定要了解開關(guān)電源的電流傳導(dǎo)路徑和信號(hào)流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗(yàn)。詳細(xì)討論參見ADI公司的應(yīng)用筆記136和139。[7][ 9]
圖17.使用LTC3829的3相、單路VO高電流降壓轉(zhuǎn)換器
選擇各種解決方案——分立式、單片式和集成電源
在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負(fù)載點(diǎn)電源應(yīng)用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無(wú)源元件在系統(tǒng)板上構(gòu)建電源。選擇分立式解決方案的一個(gè)主要原因是元件的物料成本(BOM)低。但是，這需要良好的電源設(shè)計(jì)技能，且開發(fā)時(shí)間相對(duì)較長(zhǎng)。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進(jìn)一步縮減了解決方案尺寸和元件數(shù)。該解決方案所需的設(shè)計(jì)技能和開發(fā)時(shí)間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設(shè)計(jì)工作、開發(fā)時(shí)間、解決方案尺寸和設(shè)計(jì)風(fēng)險(xiǎn)，但元件的BOM成本通常更高。
圖18.(a) 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778電源；
(b) 全集成式16VIN、雙路13A或單路26A LTM4620 µModule®降壓型穩(wěn)壓器示例
其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓?fù)?br />
本應(yīng)用筆記以降壓轉(zhuǎn)換器為例簡(jiǎn)單說(shuō)明SMPS的設(shè)計(jì)考慮因素。但是，至少還有五種其他的基本非隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ㄉ龎骸⒔祲?升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉(zhuǎn)換器）和至少五種基本隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ǚ醇?、正向、推挽、半橋和全橋），本?yīng)用筆記未對(duì)這些拓?fù)溥M(jìn)行說(shuō)明。每種拓?fù)涠加歇?dú)特的特性，適用于特定應(yīng)用。圖19顯示其他非隔離式SMPS拓?fù)涞暮?jiǎn)化原理圖。
圖19.其他基本非隔離式DC/DC轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/div>
還有一些由基本拓?fù)浣M合而成的非隔離SMPS拓?fù)?。例如，圖20顯示基于LTC3789電流模式控制器的高效率、4開關(guān)同步降壓/升壓轉(zhuǎn)換器。它采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作。例如，輸入電壓范圍可以為5V至36V，輸出電壓可以是經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)的12V。此拓?fù)涫峭浇祲恨D(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器的組合，共用一個(gè)電感。當(dāng)VIN > VOUT時(shí)，開關(guān)A和B作為有源同步降壓轉(zhuǎn)換器，而開關(guān)C始終關(guān)閉，開關(guān)D始終開啟。當(dāng)VIN < VOUT時(shí)，開關(guān)C和D作為有源同步升壓轉(zhuǎn)換器，而開關(guān)A始終開啟，開關(guān)B始終關(guān)閉。當(dāng)VIN接近VOUT時(shí)，四個(gè)開關(guān)均有效工作。因此，此轉(zhuǎn)換器具有很高的效率，對(duì)于典型12V輸出應(yīng)用，效率高達(dá)98%。[12] LT8705控制器將輸入電壓范圍進(jìn)一步擴(kuò)展到80V。為了簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)并增加功率密度，LTM4605/4607/4609進(jìn)一步將復(fù)雜的降壓/升壓轉(zhuǎn)換器集成到一個(gè)易于使用的高密度功率模塊中。[13] 它們可輕松并聯(lián)，從而分擔(dān)負(fù)載，適合高功率應(yīng)用。
圖20.高效率4開關(guān)降壓-升壓轉(zhuǎn)換器采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作
總結(jié)
總而言之，線性穩(wěn)壓器簡(jiǎn)單易用。由于串聯(lián)調(diào)節(jié)晶體管以線性模式操作，當(dāng)輸出電壓明顯低于輸入電壓時(shí)，電源效率通常較低。線性穩(wěn)壓器（或LDO）通常具有低電壓紋波和快速瞬態(tài)響應(yīng)。而另一方面，SMPS將晶體管當(dāng)作開關(guān)使用，因此通常比線性穩(wěn)壓器更高效。但是，SMPS的設(shè)計(jì)和優(yōu)化更具挑戰(zhàn)性，需要更多的背景知識(shí)和經(jīng)驗(yàn)。對(duì)于特定應(yīng)用，每種解決方案都各有優(yōu)缺點(diǎn)。
參考資料
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[6] www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD™設(shè)計(jì)工具。
[7] H. Zhang，“非隔離式開關(guān)電源的PCB布局考慮因素”，凌力爾特公司的應(yīng)用筆記136，2012年。
[8] R. Dobbkin，“低壓差穩(wěn)壓器可直接并聯(lián)以散熱”，LT Journal of Analog Innovation，2007年10月。
[9] C. Kueck，“電源布局和EMI”，凌力爾特應(yīng)用筆記AN139，2013年。
[10] M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips，“高電流電源低于毫歐的DCR電流檢測(cè)和精確多相均流”，LT Journal，2013年1月。
[11] B. Abesingha，“快速精確的降壓DC-DC控制器在2MHz下直接將24V轉(zhuǎn)換為1.8V”，LT Journal，2011年10月。
[12] T. Bjorklund，“高效率4開關(guān)降壓-升壓控制器提供精確輸出限流值”，凌力爾特設(shè)計(jì)筆記499。
[13] J. Sun、S. Young和H. Zhang，“µModule穩(wěn)壓器適合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的（接近）完整降壓-升壓解決方案”，LT Journal，2009年3月。
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