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為何要組合使用低通濾波器和ADC驅(qū)動器?

發(fā)布時間:2023-03-07 來源:ADI 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】為了減小模擬信號鏈的尺寸,降低其成本,并提供ADC抗混疊保護(ADC采樣頻率周圍頻段中的ADC輸入信號不受數(shù)字濾波器保護,必須由模擬低通濾波器(LPF)進行衰減)。20 V p-p LPF驅(qū)動器一般用于工業(yè)、科技和醫(yī)療(ISM)設(shè)備中,該設(shè)備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統(tǒng)的20 V p-p信號范圍進行數(shù)字化處理。


問題:


為何要組合使用低通濾波器(LPF)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)驅(qū)動器?


答案:


為了減小模擬信號鏈的尺寸,降低其成本,并提供ADC抗混疊保護(ADC采樣頻率周圍頻段中的ADC輸入信號不受數(shù)字濾波器保護,必須由模擬低通濾波器(LPF)進行衰減)。20 V p-p LPF驅(qū)動器一般用于工業(yè)、科技和醫(yī)療(ISM)設(shè)備中,該設(shè)備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統(tǒng)的20 V p-p信號范圍進行數(shù)字化處理。


簡介


通過驅(qū)動ADC實現(xiàn)優(yōu)化的混合信號性能,這是一大設(shè)計挑戰(zhàn)。圖1所示為標準的驅(qū)動器ADC電路。在ADC采集期間,采樣電容將反沖RC濾波器中指數(shù)衰減的電壓和電流?;旌闲盘朅DC驅(qū)動器電路的最佳性能受到多個變量影響。驅(qū)動器的建立時間、RC濾波器的時間常數(shù)、驅(qū)動阻抗,以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時間內(nèi)相互作用,導(dǎo)致產(chǎn)生采樣誤差。采樣誤差隨著ADC位數(shù)、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。


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圖1.標準ADC驅(qū)動器和RC濾波器。


標準ADC驅(qū)動器具有大量實驗數(shù)據(jù)樣本,可用于可靠的設(shè)計流程。但缺乏實驗數(shù)據(jù)來引導(dǎo)進行驅(qū)動ADC的低通濾波器設(shè)計。本文介紹集成模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅(qū)動器的LPF驅(qū)動器電路(參見圖2)。


表1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實驗室數(shù)據(jù)和分析旨在引導(dǎo)說明,給出圖2所示的電路的時間和頻率響應(yīng)限值。


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圖2.LPF驅(qū)動器和ADC電路。


表1.圖2所示電路的性能變量

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實驗室數(shù)據(jù)和分析


信噪比(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統(tǒng)動態(tài)性能的兩個重要參數(shù)。能否實現(xiàn)最佳性能,取決于ADC和信號調(diào)理級的組合,在本文中,后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉(zhuǎn)換器。圖2所示的LPF驅(qū)動器電路的–3 dB帶寬和建立時間會有所不同,有關(guān)SNR和THD的測量值,請參見表2至表5。本文將會探討受測變量和這些變量對系統(tǒng)性能的影響。


低通濾波器–3 dB帶寬


比較信號帶寬為1 MHz與2 MHz和0.5 MHz時系統(tǒng)的性能。當–3 dB點分別為558 kHz、1 MHz、和2.3 MHz,其性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz,LPF噪聲帶寬隨之降低,但SNR提高。將截止頻率增大至1 MHz或2.3 MHz,LPF驅(qū)動器建立時間縮短,THD降低。


表2.R = 750 Ω時三種截止頻率對應(yīng)的LPF驅(qū)動器性能

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更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率。使用C電容來設(shè)置截止頻率時,LPF驅(qū)動器THD更低;R電阻值降低,有助于略微改善SNR;如表3所示。


表3.R = 412 Ω時三種截止頻率對應(yīng)的LPF驅(qū)動器性能

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設(shè)置RQ電阻(圖2)


LPF的RQ電阻可設(shè)置時間響應(yīng)。RQ越高,過沖越大,建立時間越長。RQ越低,過沖越小,建立時間越短。圖3顯示使用150 ?和75 ? RQ電阻時對應(yīng)的LPF瞬態(tài)響應(yīng)。我們測試了使用不同的RQ時LPF驅(qū)動器的性能,測試結(jié)果如表4所示。


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圖3.不同的RQ值對應(yīng)的過沖和建立時間。


表4.不同的RQ值對應(yīng)的LPF驅(qū)動器性能

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根據(jù)實際測量得出的數(shù)據(jù),使用75 ?和150 ? RQ對SNR和THD性能沒有明顯影響,只是影響過沖和建立時間的一個因素。


注:在10 MSPS時, LTC2387-18 和 LTC2386-18 的采樣時間分別為61 ns和50 ns。


ADC采樣速率


表5中的數(shù)據(jù)顯示,如果使用LTC2387-18,在10 MSPS時系統(tǒng)的THD性能低于15 MSPS時(在10 MSPS時,圖2中的RC驅(qū)動器電容C3和C4的值為180 pF)。


表5.采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的LPF驅(qū)動器性能

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RC濾波器


驅(qū)動器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬,確保實現(xiàn)寬帶寬低噪聲,且實現(xiàn)更優(yōu)的信噪比。RC數(shù)值決定–3 dB截止頻率。降低R有時可能導(dǎo)致響鈴振蕩和不穩(wěn)定。增大R會增大采樣誤差。使用更低的C值,會導(dǎo)致更高的電荷反沖,但充電時間更快。使用更高的C值,可以降低電荷反沖,但充電時間會變慢。此外,設(shè)置RC值是確保在給定的采樣時間內(nèi)獲取穩(wěn)定樣本的關(guān)鍵。使用數(shù)據(jù)手冊的推薦值和 精密ADC驅(qū)動器工具 給出的建議值會是一個非常不錯的起點。


精密ADC驅(qū)動器工具是一款綜合工具,可以幫助預(yù)測在驅(qū)動器和ADC之間使用不同的RC值系統(tǒng)的性能??梢允褂眠@款工具檢查的參數(shù)包括電荷反沖、采樣誤差和采樣時間。


使用25 ?和180 pF RC實現(xiàn)更低的–3 dB截止頻率時,輸入信號建立時間和電荷反沖會受到影響。要實現(xiàn)更低的–3 dB截止頻率,并確保輸入信號在采集時間內(nèi)正確建立,我們可能需要使用更低的采樣速率。根據(jù) LTC2387-18數(shù)據(jù)手冊,采樣時間通常是周期時間減去39 ns。在15 MSPS使用LTC2387-18時,采樣時間為27.67 ns,在10 MSPS使用此器件時,采樣時間為61 ns。


借助精密ADC驅(qū)動器工具,圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時對應(yīng)的反沖差值和RC時間常數(shù)(Tau),以及采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的采樣時間。圖4a顯示LTC2387-18在15 MSPS采樣速率下,使用推薦RC值(25 ?和82 pF)時的建立響應(yīng)。圖4b顯示在C為180 pF時,得出的RC時間常數(shù)更高,這導(dǎo)致在15 MSPS采樣速率、27.6 ns采樣時間內(nèi)輸入信號無法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值(25 ?和180 pF),但在使用10 MSPS采樣速率、采樣時間增加至61 ns之后,信號能夠建立。


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圖4.使用不同采樣速率時的電荷反沖、RC_Tau、采樣時間:(a) 15 MSPS采樣速率,LTC2387-18使用建議的RC值(25 Ω和82 pF),(b) 15 MSPS采樣速率,LTC2386-18使用建議的RC值(25 Ω和180 pF),(c) 10 MSPS采樣速率,LTC2386-18使用建議的RC值(25 Ω和180 pF)。


LPF驅(qū)動器電阻選擇


可以通過更改R或C來實現(xiàn)LPF驅(qū)動器的–3 dB截止頻率。電阻噪聲是系統(tǒng)總噪聲的組成部分。根據(jù)噪聲計算公式,從理論上來說,降低電阻值可以降低電阻噪聲。為了進行驗證,我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅(qū)動器R,分別是750 ?和412 ?。從理論來說,R更低時得出的SNR應(yīng)該更佳,但從實際獲得的數(shù)據(jù)來看,如表2和表3所示,SNR并無很大改善,相反,這會對THD性能產(chǎn)生更大影響。


LPF電阻(圖1中的R)越低,放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時,運算放大器的輸出電流高于最大線性驅(qū)動電流。


放大器驅(qū)動器選擇


在選擇要使用的ADC驅(qū)動器時,實現(xiàn)器件最佳性能所對應(yīng)的規(guī)格至關(guān)重要。我們使用兩個ADC驅(qū)動器來收集數(shù)據(jù),分別是 ADA4899-1 和 LTC6228。這些ADC驅(qū)動器非常適合用于驅(qū)動LTC2387-18,后者用于進行實驗室測量。在選擇ADC驅(qū)動器時考慮的一些規(guī)格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅(qū)動能力。根據(jù)已完成的測試,從THD和SNR這兩個方面來看,ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略。


LPF設(shè)計和應(yīng)用指南


圖5顯示LPF電路。5個相同電阻(R1至R5)、1個用于調(diào)節(jié)LPF時間響應(yīng)的電阻(RQ)、2個相同的接地電容(C1和C2),以及1個數(shù)值為接地電容1/10的反饋電容(C3),這些器件構(gòu)成了LPF無源組件(±1%電阻和±5%電容)。


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圖5.LPF電路。


簡單的LPF設(shè)計流程(注1)

R1至R5 = R,C1和C2 = C。


要盡量降低失真,電阻R1至R5的值必須在600 ?至750 ?范圍內(nèi)。


●   設(shè)置R = 750 ?

●   C = 1.5E9/f3 dB(最接近標準的5%電容pF),f3 dB為LPF –3 dB頻率(注2)

●   例如:如果f3 dB為1 MHz,那么C = (1.5E9)/(1E6) = 1500 pF

●   C3 = C/10

●   RQ = R/5或R/10(注3和4)


注1.簡單的濾波器設(shè)計只需要一個計算器,無需使用非線性s域公式。


注2.如果R = 619 ?,那么C = 1.8E9/f3 dB,f3 dB為LPF –3 dB頻率。


注3.RQ = R/5,用于實現(xiàn)最大阻帶衰減,RQ = R/10,用于實現(xiàn)低過沖和快速建立時間。


采用RQ/5和RQ/10時,在10× f–3 dB時,阻帶衰減分別為–70 dB和–62 dB。


注4.如果RQ = R/10,–3 dB頻率比RQ = R/5時低7%,也就是說,R1至R5等于RQ/5時R的0.93。


注5.LPF驅(qū)動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1''或更低。


注6.LPF運算放大器的VCC和VEE分別為6 V和–1 V,輸出線性電壓擺幅為0 V至4.098 V。


結(jié)論


根據(jù)表2至表5的SNR和THD數(shù)據(jù),我們可以了解圖2所示電路的性能。通過增大電容來降低LPF帶寬,這會增大SNR(降低LPF噪聲帶寬)。LPF帶寬越低,失真程度越高(因為LPF建立時間比實現(xiàn)最低采樣誤差所需的時間長)。此外,如果LPF電阻值太低,THD會隨之降低,因為LPF運算放大器需要驅(qū)動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻(運算放大器輸出電流更高時,失真程度降低)。


LTC2387-18 ADC采用10 MSPS采樣頻率時,LPF通帶必須為1 MHz或高于1 MHz,以盡可能降低THD。將LPF設(shè)置為1 MHz,是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協(xié)。


設(shè)計參考:ADI的精密ADC驅(qū)動器工具


精選器件


運算放大器


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模數(shù)轉(zhuǎn)換器


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致謝


主要顧問:


混合信號部門的高級應(yīng)用工程師Guy Hoover和Clarence Mayott。


精密ADC驅(qū)動器工具設(shè)計師Anne Mahaffey


來源:ADI

作者:Frances De La Rama 和 Philip Karantzalis



免責(zé)聲明:本文為轉(zhuǎn)載文章,轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息,版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題,請聯(lián)系小編進行處理。


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