導(dǎo)讀：估計(jì)很多新手工程師在設(shè)計(jì)開關(guān)電源計(jì)算變壓器時(shí)發(fā)現(xiàn)，把電源的開關(guān)頻率提高后變壓器磁芯更加不容易飽和，或者說可以用更小的磁性做出同樣功率的電源，甚至在想把開關(guān)頻率無限制提高來無限制縮小變壓器的體積。

估計(jì)很多新手工程師在設(shè)計(jì)開關(guān)電源計(jì)算變壓器時(shí)發(fā)現(xiàn)，把電源的開關(guān)頻率提高后變壓器磁芯更加不容易飽和，或者說可以用更小的磁性做出同樣功率的電源，甚至在想把開關(guān)頻率無限制提高來無限制縮小變壓器的體積。

但實(shí)際上一般開關(guān)電源的頻率都不會(huì)特別高，也不可能使頻率無限提高，其中到底有哪些原因？請看下文！

器件限制、損耗、EMI、PCB布局難度提升等問題都是制約開關(guān)頻率無限提升的因素，下面稍微展開來講一下！

器件的限制

對(duì)于一個(gè)開關(guān)管來說，在實(shí)際應(yīng)用中，不是給個(gè)驅(qū)動(dòng)就開，驅(qū)動(dòng)撤掉就關(guān)了。它有開通延遲時(shí)間（tdon），上升時(shí)間（tr），關(guān)斷延遲時(shí)間（tdoff），下降時(shí)間tf，對(duì)應(yīng)的波形如下：

通俗的講，開關(guān)管開通關(guān)斷不是瞬間完成的，需要一定的時(shí)間，開關(guān)管本身的開關(guān)時(shí)間就限制了開關(guān)頻率的提升。

曾經(jīng)筆者在delta用在3kW的逆變器上的一款600V的coolmos為例?？纯催@些具體的開關(guān)時(shí)間是多少？

那么對(duì)于這個(gè)mos管來說，它的極限開關(guān)頻率(在這種極限情況下，mos管剛開通就關(guān)斷)fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz，當(dāng)然，在實(shí)際應(yīng)用中，由于要調(diào)節(jié)占空比，不可能讓開關(guān)管一開通就關(guān)斷，所以實(shí)際的極限頻率是遠(yuǎn)低于8.6MHz的，所以器件本身的開關(guān)速度是限制開關(guān)頻率的一個(gè)因素。

開關(guān)損耗

當(dāng)然，隨著器件的進(jìn)步，開關(guān)管開關(guān)的速度越來越快，尤其是在低壓小功率場合，如果僅考慮器件本身的開關(guān)速度，開關(guān)頻率可以run得非常高，但實(shí)際并沒有，限制就在開關(guān)損耗上面。

下面給出開關(guān)管實(shí)際開通的時(shí)候?qū)?yīng)的波形圖。

可以看到，開關(guān)管每開通一次，開關(guān)管DS的電壓（Vds）和流過開關(guān)管的電流（Id）會(huì)存在交疊時(shí)間，從而造成開通損耗，關(guān)斷亦然。假設(shè)每次開關(guān)管每開關(guān)一次產(chǎn)生的能量損耗是一定的，記為Esw，那么開關(guān)管的開關(guān)損耗功率就為Psw=Esw*fs，顯然，開關(guān)頻率越高，開關(guān)損耗越大。5M開關(guān)頻率下開關(guān)損耗比500K要大10倍，這對(duì)于重視效率的開關(guān)電源來說，顯然是不可接受的。所以，開關(guān)損耗是限制開關(guān)頻率的第二因素。

開關(guān)損耗確實(shí)是限制因素之一，但是氮化鎵器件的推出已經(jīng)讓開關(guān)損耗在1-3Mhz這個(gè)范圍內(nèi)變得可以接受，我下面附一張圖片，這是三家公司推出的650V的GaN device，可以看出最好的管子開通損耗已經(jīng)4uJ，關(guān)斷損耗在8uJ(測試條件在400V, 12A)，甚至有家公司的650V的管子基本可以和Transphorm平齊。而同電壓電流等級(jí)的硅器件很多管子都還在以mJ為單位。

下面在貼出一張低壓氮化鎵和硅器件的比較，可以看出，總體來說，驅(qū)動(dòng)損耗也會(huì)變得很小。

還有一點(diǎn)很重要，寬禁帶半導(dǎo)體的工作結(jié)溫很高，以目前的工藝來說，Sic的結(jié)溫可以工作到200°，氮化鎵可以工作到150°。而硅器件呢，我覺得最多100°就不得了。結(jié)溫高，意味著相同損耗下，需要給寬禁帶半導(dǎo)體設(shè)計(jì)的散熱器表面積要小很多，何況寬禁帶半導(dǎo)體的損耗本身還小。

是開關(guān)頻率的提高，往往只能使用QFN或者其他一些表貼器件減少封裝寄生參數(shù)，這給散熱系統(tǒng)帶來了極大的挑戰(zhàn)，原來To封裝可以加散熱器，減少到空氣對(duì)流的熱阻，而現(xiàn)在不行了。所以如果想在高頻下工作，第一問題就是解決散熱，把高開關(guān)損耗導(dǎo)出去，尤其是在kW級(jí)別，散熱系統(tǒng)非常重要?，F(xiàn)在學(xué)界解決這個(gè)問題的手段偏向于把器件做成獨(dú)立封裝，采用一種叫DCB的技術(shù)，用陶瓷基板散熱，器件從陶瓷上表面到下表面的熱阻基本為0.4°C/W（有些人也用metal core PCB, 但是要加絕緣層，熱阻一般在4°C/W），而FR4為20°C/W。

半導(dǎo)體不斷在發(fā)展，開關(guān)損耗也在顯著下降，而封裝越來越小，現(xiàn)在來看，我們要做的是怎么把那些熱量從那么小的表貼封裝下散出去。

磁元件損耗

繞組的趨膚效應(yīng)和臨近效應(yīng)。在變壓器的高頻工作時(shí)，影響更加嚴(yán)重。會(huì)引起較大的繞組渦流耗損，當(dāng)然開關(guān)頻率提高，繞組的匝數(shù)會(huì)降低。相應(yīng)的繞組交流阻抗變大了，但是繞線長度減少了。問題貌似也不會(huì)很大，諧振半橋應(yīng)用，我們經(jīng)常會(huì)選200KHZ的頻率。這樣磁性元件的體積和耗損，是一個(gè)比較合適的范圍。

變壓器的鐵損主要由變壓器渦流損耗產(chǎn)生，如下圖所示，給線圈加載高頻電流時(shí)，在導(dǎo)體內(nèi)和導(dǎo)體外產(chǎn)生了變化的磁場垂直于電流方向(圖中1→2→3和4→5→6)。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，變化的磁場會(huì)在導(dǎo)體內(nèi)部產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢，此電動(dòng)勢在導(dǎo)體內(nèi)整個(gè)長度方向(L面和N面)產(chǎn)生渦流(a→b→c→a和d→e→f→d)，則主電流和渦流在導(dǎo)體表面加強(qiáng)，電流趨于表面，那么，導(dǎo)線的有效交流截面積減少，導(dǎo)致導(dǎo)體交流電阻(渦流損耗系數(shù))增大，損耗加大。

如下圖所示，變壓器鐵損是和開關(guān)頻率的kf次方成正比，又與磁性溫度的限制有關(guān)，所以隨著開關(guān)頻率的提高，高頻電流在線圈中流通產(chǎn)生嚴(yán)重的高頻效應(yīng)，從而降低了變壓器的轉(zhuǎn)換效率，導(dǎo)致變壓器溫升高，從而限制開關(guān)頻率提高。

軟開關(guān)的困難

題主提到了軟開關(guān)，沒錯(cuò)，軟開關(guān)確實(shí)是解決開關(guān)損耗的有力手段。而在各種研究軟開關(guān)的paper上，提出了無數(shù)種讓人眼花繚亂的軟開關(guān)方案，似乎軟開關(guān)能解決一切問題。但是實(shí)際工程應(yīng)用和理論分析不同，實(shí)際工程追求的是低成本，高效率，高可靠性，那些需要添加一堆輔助電路，或者要非常精確控制的軟開關(guān)方案在實(shí)際工程中其實(shí)都是不太被看好的，所以即使到現(xiàn)在，在工業(yè)界最常應(yīng)用軟開關(guān)的拓?fù)湟仓灰葡嗳珮蚝鸵恍┲C振的拓?fù)洌ū热鏛LC），至于題主提到的flyback,沒錯(cuò)，我也聽說過有準(zhǔn)諧振的flyback（但沒研究過），但即使有類似的方案，對(duì)于能不能真正工程應(yīng)用，題主也需要從我上面提到的幾個(gè)問題去考量一下。

ps，對(duì)于小功率高頻電源，現(xiàn)在class E非?；?，我覺得它火的原因就是電路簡單，所以才能被工業(yè)界接受，題主有興趣可以去研究下。

高頻化帶來的一系列問題

假設(shè)上面的一系列問題都解決了，真正做到高頻化還需要解決一系列工程上的問題，比如在高頻下，電路的寄生參數(shù)往往會(huì)嚴(yán)重影響電源的性能（如變壓器原副邊的寄生電容，變壓器的漏感，PCB布線之間的寄生電感和寄生電容等等），造成一系列電壓電流波形震蕩和EMI的問題，如何消除寄生參數(shù)的影響，甚至進(jìn)一步地，如何利用寄生參數(shù)為電路服務(wù)，都是有待研究的問題。

ps，對(duì)于高頻化應(yīng)用的實(shí)際工程應(yīng)用的問題，還有很重要的一塊是高頻驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)。

當(dāng)然，隨著新器件（SiC, GaN）的興起，開關(guān)電源高頻化的研究方興未艾，開關(guān)電源的高頻化一定是趨勢，而且有望給電力電子帶來又一次革命。讓我們拭目以待。

EMI和干擾，pcb布局難度增大

在我接觸EMI前，很多老工程師以他們有豐富的EMI調(diào)試經(jīng)驗(yàn)來鄙視我們這些菜鳥，搞的我一直以為EMI是門玄學(xué)，也有很多人動(dòng)不動(dòng)就拿EMI出來嚇人。我想說EMI確實(shí)很難理解，很難有精確的紙面設(shè)計(jì)，但是通過研究我們還是能知道大概趨勢指導(dǎo)設(shè)計(jì)，而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。我先給出結(jié)論，EMI確實(shí)和開關(guān)頻率不成線性關(guān)系，某些開關(guān)頻率下，EMI濾波器的轉(zhuǎn)折頻率較高，但是總體趨勢而言，是開關(guān)頻率越高，EMI體積越??！

我知道很多人可能開始噴我了，怎么可能，di/dt和dv/dt都大了，怎么可能EMI濾波體積還小了。我想說一句，共模和差模濾波器的沒有區(qū)別，相同的截止頻率下，高頻的衰減更大！就算你高頻下共模噪聲越大，但是你的記住，這個(gè)頻率下LC濾波器的衰減更大，想想幅頻曲線吧。為了說明這個(gè)結(jié)論，我給出一些定量分析結(jié)果。這些EMI分析均基于AC/DC三相整流，拓?fù)錇榫S也納整流。我分別給出了1Mhz和500Khz的共模噪聲，可以看出，500khz共模濾波器需要的截止頻率為19.2kHz，1MHz為31.2kHz。

這張圖給出了不同頻率下共模和差模濾波器轉(zhuǎn)折頻率的關(guān)系，可以看出，一些低頻點(diǎn)EMI濾波器體現(xiàn)出了非常好的特性。例如70Khz，140Khz。而這兩個(gè)開關(guān)頻率是工業(yè)界常用的兩個(gè)開關(guān)頻率，非常討巧，因?yàn)镋MI噪聲測試是150KHz到30MHz。不過這個(gè)也與拓?fù)溆嘘P(guān)。

假設(shè)上述的功率器件損耗解決了，真正做到高頻還需要解決一系列工程問題，因?yàn)樵诟哳l下，電感已經(jīng)不是我們熟悉的電感，電容也不是我們已知的電容了，所有的寄生參數(shù)都會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的寄生效應(yīng)，嚴(yán)重影響電源的性能，如變壓器原副邊的寄生電容、變壓器漏感，PCB布線間的寄生電感和寄生電容，會(huì)造成一系列電壓電流波形振蕩和EMI問題，同時(shí)對(duì)開關(guān)管的電壓應(yīng)力也是一個(gè)考驗(yàn)。

小結(jié)

不是開關(guān)頻率越高，功率密度就越高，目前這個(gè)階段來說真正阻礙功率密度提高的是散熱系統(tǒng)和電磁設(shè)計(jì)（包括EMI濾波器和變壓器）和功率集成技術(shù)。

慎重選擇開關(guān)頻率，開關(guān)頻率會(huì)極大的影響整個(gè)變化器的功率密度，而且針對(duì)不同器件，拓?fù)?，最佳的開關(guān)頻率是變化的。

高頻確實(shí)產(chǎn)生很多很難解決的干擾問題，往往要找到干擾回路，然后采取一些措施。

為了繼續(xù)維持電力電子變換器功率密度的增長趨勢，高頻肯定是趨勢。只是針對(duì)高頻設(shè)計(jì)的電力電子技術(shù)很不成熟，相關(guān)配套芯片沒有達(dá)到要求，一些高頻的電磁設(shè)計(jì)理論不完善和精確，使用有限元軟件分析將大大增加開發(fā)周期。

要提高開關(guān)電源產(chǎn)品的功率密度，首先考慮的是提高其開關(guān)頻率，能有效減小變壓器、濾波電感、電容的體積，但面臨的是由開關(guān)頻率引起的損耗，而導(dǎo)致溫升散熱設(shè)計(jì)難，頻率的提高也會(huì)導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)、EMI等一系列工程問題。

（來源：電子工程專輯）

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