【導讀】IGBT作為一種功率開關，從門級信號到器件開關過程需要一定反應時間，就像生活中開關門太快容易擠壓手一樣，過短的開通脈沖可能會引起過高的電壓尖峰或者高頻震蕩問題。這種現(xiàn)象隨著IGBT被高頻PWM調制信號驅動時，時常會無奈發(fā)生，占空比越小越容易輸出窄脈沖，且IGBT反并聯(lián)續(xù)流二極管FWD在硬開關續(xù)流時反向恢復特性也會變快。
什么是窄脈沖現(xiàn)象
IGBT作為一種功率開關，從門級信號到器件開關過程需要一定反應時間，就像生活中開關門太快容易擠壓手一樣，過短的開通脈沖可能會引起過高的電壓尖峰或者高頻震蕩問題。這種現(xiàn)象隨著IGBT被高頻PWM調制信號驅動時，時常會無奈發(fā)生，占空比越小越容易輸出窄脈沖，且IGBT反并聯(lián)續(xù)流二極管FWD在硬開關續(xù)流時反向恢復特性也會變快。以1700V/1000A IGBT4 E4來看，規(guī)格書中在結溫Tvj.op=150℃時，開關時間tdon=0.6us,tr=0.12us和tdoff=1.3us, tf=0.59us，窄脈沖寬度不能小于規(guī)格書開關時間之和。在實際應用中，由于負載特性的不同像光伏和儲能絕大數(shù)都時功率因數(shù)為+/-1，其窄脈沖會在靠近電流零點附近出現(xiàn)，像無功發(fā)生器SVG，有源濾波APF功率因數(shù)為0，其窄脈沖會出現(xiàn)在最大負載電流附近，實際應用中電流過零點附近更容易出現(xiàn)輸出波形上的高頻振蕩，EMI問題隨之而來。
窄脈沖現(xiàn)象的原因
從半導體基本原理上看，窄脈沖現(xiàn)象產(chǎn)生的主要原因是由于IGBT 或FWD剛開始開通時，不會立即充滿載流子，當在載流子擴散時關斷IGBT或二極管芯片，與載流子完全充滿后關斷相比，di/dt可能會增加。相應地在換流雜散電感下會產(chǎn)生更高的IGBT關斷過電壓，也可能會引起二極管反向恢復電流突變，進而引起snap-off現(xiàn)象。但該現(xiàn)象與IGBT和FWD芯片技術、器件電壓和電流都緊密相關。
先要從經(jīng)典的雙脈沖示意圖出發(fā)，下圖為IGBT門極驅動電壓、電流和電壓的開關邏輯，從IGBT的驅動邏輯看，可以分為窄脈沖關斷時間toff，實際是對應二極管FWD的正向導通時間ton，其對反向恢復峰值電流、恢復速度都有很大影響，如圖中A點，反向恢復最大峰值功率不能超過FWD SOA的限制；和窄脈沖開通時間ton，這個對IGBT關斷過程影響比較大，如圖中B點，主要是IGBT關斷電壓尖峰和電流拖尾振蕩。
圖1.驅動雙脈沖
但太窄脈沖器件開通關斷會引起什么問題呢？實際應用中那最小脈沖寬度限制是多少比較合理呢？這些問題用理論和公式很難推導出萬能公式來直接計算，理論分析和研究也比較少。從實際測試波形和結果來看圖說話，分析和總結應用的特點和共性，更有利于幫助大家認識這種現(xiàn)象，進而優(yōu)化設計避免問題出現(xiàn)。
IGBT窄脈沖開通
IGBT做為主動開關，用實際案例來看圖說話這個現(xiàn)象更有說服力，來點有料干貨。
以大功率模塊IGBT4 PrimePACK? FF1000R17IE4為測試對象，在Vce=800V,Ic=500A,Rg=1.7Ω Vge=+/-15V,Ta=25℃條件下ton變化時器件關斷特性，紅色為集電極Ic，藍色為IGBT兩端電壓Vce，綠色為驅動電壓Vge。脈沖ton從2us減小到1.3us看這個電壓尖峰Vcep的變化，下圖直觀的給出測試波形漸進看變化過程，尤其圈中所示。
當ton<=1.3us時，IGBT此時已經(jīng)處于線性區(qū)，沒有完全導通，此時開關損耗會很大，關斷電流Ic出現(xiàn)突變引起大di/dt，IGBT關斷會出現(xiàn)高頻振蕩。
改變電流Ic，在Vce維度看看ton引起的特性變化。左右圖為分別在相同Vce=800V、1000V條件下，不同電流Ic時電壓尖峰Vce_peak。從各自測試結果看，ton在小電流時，對電壓尖峰Vce_peak的影響比較小；當關斷電流增加話，窄脈沖關斷時容易出現(xiàn)電流突變，隨之引起高電壓尖峰。以左右圖為坐標對比，ton在當Vce和電流Ic越高時對關斷過程影響越大，更容易出現(xiàn)電流突變現(xiàn)象。從測試看這個例子FF1000R17IE4，最小脈沖ton最為合理時間不要小于3us。
大電流模塊和小電流模塊在這個問題上表現(xiàn)有差異嗎？以FF450R12ME3中等功率模塊為例，下圖為不同測試電流Ic在ton變化時候的電壓過沖。
類似結果，小電流條件低于1/10*Ic下ton對關斷電壓過沖影響可以忽略。當電流增加到額定電流450A，甚至2*Ic電流900A，電壓過沖隨ton寬度變化就非常明顯。為了測試極端條件下工況的特性表現(xiàn)，3倍額定電流為1350A，電壓尖峰已經(jīng)超過阻斷電壓，被芯片嵌在一定電壓水平，與ton寬度無關。
下圖是在Vce=700V，Ic=900A時ton=1us和20us的對比測試波形。從實際測試看，該模塊脈沖寬度在ton=1us已經(jīng)開始振蕩，電壓尖峰Vcep比ton=20us要高出80V。因此，建議不要最小脈沖時間不要小于1us。
FWD窄脈沖開通
FWD窄脈沖開通
在半橋電路中，IGBT關斷脈沖toff對應的就是FWD開通時間ton，下圖可以看出當FWD開通時間小于2us時候，在額定電流450A時，F(xiàn)WD反向電流峰值會增大。當toff大于2us時，F(xiàn)WD反向恢復峰值電流基本不變。
用IGBT5 PrimePACK?3+FF1800R17IP5來觀察大功率二極管特性，尤其小電流條件下隨ton變化，下面一排展示在VR=900V,1200V條件下，在小電流IF=20A條件下兩個波形的直接對比，很明顯在ton=3us時候，示波器已經(jīng)hold不住這個高頻振蕩的幅值。這也引證在大功率器件應用中負載電流過零點的高頻振蕩和FWD短時反向恢復過程有緊密關系。
直觀波形看完后，用實際數(shù)據(jù)來進一步量化對比這個過程，二極管的dv/dt和di/dt隨toff變化，越小FWD導通時間，其反向特性會變快。當FWD兩端的VR越高時，隨著二極管導通脈沖變窄，其二極管反向恢復速度會加快，具體看數(shù)據(jù)在ton=3us條件下：
VR=1200V時：
dv/dt=44.3kV/us；di/dt=14kA/us；
VR=900V時：
dv/dt=32.1kV/us；di/dt=12.9kA/us。
鑒于ton=3us時候，波形高頻振蕩更加劇烈， 并超出了二極管安全工作區(qū)，從二極管FWD角度看導通時間不要小于3us。
在高壓3.3kV IGBT以上規(guī)格書中已經(jīng)對FWD正向導通時間ton進行了明確定義和需求，以2400A/3.3kV HE3為例如下，其已經(jīng)明確給出最小二極管導通時間10us作為限制，這主要是大功率應用中系統(tǒng)回路雜散電感比較大，開關時間比較長，在器件開通過程中瞬時容易超過二極管最大允許功耗PRQM。
從模塊實際測試波形和結果看，看圖說話有一些基本總結：
1. 脈沖寬度ton對IGBT關斷小電流（大約1/10*Ic）時影響較小，實際可以忽略。
2. IGBT關斷大電流時候對脈沖寬度ton有一定依賴性，ton越小電壓尖峰V越高，且關斷電流拖尾會突變，發(fā)生高頻振蕩。
3. FWD特性隨導通時間變短其反向恢復過程會加速，越短FWD導通時間會引起很大dv/dt和di/dt，尤其小電流條件下。另外，高壓IGBT都給出明確最小二極管導通時間tonmin=10us。
在低壓IGBT應用中比較難對最小允許開通窄脈沖去定義和計算，推薦精確地測量來調整去評估IGBT和FWD。文中的實際測試波形已經(jīng)給出了一些參考最小時間，起到拋磚引玉的作用。
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