圖1所示的是一個同步降壓電源框圖。此處輸出電壓使用峰值電流模式控制進(jìn)行穩(wěn) 壓，并使用誤差運(yùn)算放大器（OPA）來與參考電壓進(jìn)行比較。然后將結(jié)果輸入到峰 值電流比較器中。內(nèi)部斜率補(bǔ)償模塊會從誤差放大器輸出值中先減去一個軟件可編 程斜率，再輸入到峰值電流比較器。CCP捕捉和比較PWM模塊提供一個具有固定頻率 和固定占空比的控制信號，而峰值電流比較器輸出會被選為互補(bǔ)輸出生成器（COG） 下降沿的另一個（分級）源。

 

升壓轉(zhuǎn)換器有著相同的工作原理，圖2所示即其原理框圖。不過在參數(shù)規(guī)格上略有 不同。具體來說，升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍為3至5V DC，而輸出端和RAM容量與 降壓轉(zhuǎn)換器相同。代碼大小99字，可用代碼大小1949字。2A條件下測定的效率為 87%。

 

圖2：升壓轉(zhuǎn)換器框圖

 

工作原理

 

配置完外設(shè)并將它們連接在一起后，控制環(huán)路會自動運(yùn) 行，無需占用處理器時間。 占空比超過50%時，峰值電流控制方案需要斜率補(bǔ)償以 防止振蕩。占空比較低時， 如果電流檢測電阻較小，斜 率補(bǔ)償還有助于穩(wěn)定控制環(huán)路。PIC16F753具有一個內(nèi) 部斜率補(bǔ)償模塊，將誤差放大器輸出饋送至峰值電流 比較器之前，可利用此模塊 從該輸出中減去一個可編程的斜坡。

 

對于同步開關(guān)電源，晶體管控制信號需要一個較小的死區(qū)來避免產(chǎn)生直通電流。 COG可根據(jù)振蕩器頻率或模 擬延時鏈生成此信號。利用模擬延時鏈，用戶可設(shè)置一 個分辨率為5 ns的死區(qū)，該死區(qū)非常適合小晶體管。 針對此特定應(yīng)用，將死區(qū)設(shè) 置為30 ns。

 

對于降壓拓?fù)?，電感電流等于?fù)載電流。為了能夠使用下橋臂電流檢測電阻來測量 峰值電感電流，需要進(jìn)行一些修改。通常情況下，電流檢測電阻得到的是峰值 電 流控制方案無法使用的濾波輸出電流。通過電流檢測 電阻將輸出電容接地后，ESR 會增大，但生成的波形與電感電流波形非常相近。這種方法的缺點(diǎn)在于效率略 低， 但上橋臂電流檢測電阻通常需要附加電路（電流鏡 或?qū)Ｓ肐C），而這會增加成本。

 

而在升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，電感電流等于輸入電流。電感峰值電流由放置在晶體管源極和地之間的電阻直接測量

 

輸入和輸出

 

控制環(huán)路中沒有集成輸出電流限制功能，因此應(yīng)使用第二個比較器并將其選作COG 的自動關(guān)斷源。誤差放大器輸出即為電感峰值電流限值，因此通過電阻分壓器使該 值保持為較低值有助于避免浪涌電流問題和災(zāi)難性 的短路狀態(tài)。但是，這種方法 的缺點(diǎn)在于系統(tǒng)增益的降低以及對瞬態(tài)的響應(yīng)變慢。OPA輸出引腳與斜率補(bǔ)償 模塊 輸入引腳相同，因此這兩個外設(shè)可以一起使用，無需任何其他外部連接。如果使用 電阻分壓器限制OPA輸出電壓，則必須將其從外部連接到FVR緩沖器輸入引腳。

 

升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓應(yīng)通過小型二極管連接至單片機(jī)，并自舉到輸出端。這樣， 當(dāng)輸出電壓上升時，它就會為單片機(jī)和MOSFET驅(qū)動器供電。這實(shí)現(xiàn)了效率的提升， 因?yàn)楦叩腣GS將會改善RDS(ON)，而低于4.5V的間隔對大多數(shù)功率晶體管而言都是 一個問題。同時，這使得FVR成為唯一現(xiàn)有的穩(wěn)定參考電壓，而電路也需要做出一 些改變以確?；芈返膮⒖茧妷河肋h(yuǎn)不受電源或輸出電壓影響。由于控制回路的參考 電壓來自于DAC，因而這一外設(shè)也需要一個穩(wěn)定的基準(zhǔn)。1.2V的FVR被選作DAC參考 電壓，可滿足上述所有要求。

 

從電源經(jīng)過電感和整流二極管再到輸出端，升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有一個明確的DC電流流通 路徑，即使是在開關(guān)晶體管阻斷的情況下。限流回路只在開關(guān)頻率變?yōu)榱阒澳芷?到防止過流的作用。而這之后如果沒有額外的保護(hù)開關(guān)，就可能會出現(xiàn)災(zāi)難性的短 路事件。因此，我們可以在輸出端下橋臂放置一個額外的晶體管以便在短路發(fā)生時 切斷負(fù)荷。

 

就基于比較器的短路保護(hù)應(yīng)用而言，必須在整個工作電壓范圍內(nèi)都確保有穩(wěn)定的參 考電壓。由于輸出電流分流電壓通常都太小而無法直接與1.2V FVR一起使用，因此 我們需要將其經(jīng)由外部發(fā)送，先通過FVR緩沖器，然后通過電阻分壓器，以獲取比 較器所需的基準(zhǔn)電壓。由于FVR緩沖器采取了這一應(yīng)用方式，則運(yùn)算放大器輸出必 須與斜率補(bǔ)償模塊一起直接使用，而不應(yīng)使用額外的分壓器。這樣不僅不占用處理 器時間，還應(yīng)用了更多的引腳和外設(shè)。而就基于ADC的短路保護(hù)應(yīng)用而言，電流監(jiān) 測電阻的電壓和FVR值在固件中讀取。需要讀取FVR電壓才能計算VDD值（在低于5V 的條件下），在這種情況下即為ADC參考電壓。雖然這不需要使用額外的比較器、 I/O引腳或外部電阻，但是它卻需要一些程序空間和處理器時間。

 

我們必須對轉(zhuǎn)換器針對特定負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償，同時也必須在所有工作條件下驗(yàn)證其穩(wěn) 定性。

 

與使用專門的PWM控制芯片相比，性能是相似的，但是PIC單片機(jī)的使用提升了靈活 性。此外，模擬控制回路可以獨(dú)立運(yùn)行，所以單片機(jī)內(nèi)核可完全自由地運(yùn)行用戶的 算法、測量各項(xiàng)電源參數(shù)或發(fā)送相關(guān)的信息。

 

應(yīng)用

 

應(yīng)用模擬控制回路的電源可以足夠快地響應(yīng)動態(tài)負(fù)載和輸入電壓的變化。對于諸如 LED或熱電電池等電流控制的負(fù)載而言，電壓反饋可由平均電流反饋來替代。該電 源還可用于需要對電壓和電流進(jìn)行控制的各種應(yīng)用，例如CC和CV電池充電器等。 PIC16F753 DAC具有9位分辨率，在降壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中可通過1/2輸出分壓器轉(zhuǎn)換為 20 mV的最小電壓歩階，在升壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中可通過1/5輸出分壓器轉(zhuǎn)換為50 mV的 最小電壓歩階。

 

該應(yīng)用需要一個運(yùn)算放大器、一個比較器和一個DAC。DAC輸出端可由內(nèi)部連接至運(yùn) 算放大器，因此這就節(jié)省了一個引腳。CCP模塊會針對COG生成一個具有固定頻率、 固定占空比的信號。根據(jù)限制OPA輸出的用戶選項(xiàng)，電阻分壓器需經(jīng)由外部連接至 FVR緩沖器輸入端。如果不使用電阻分壓器，那么就不需要使用兩個引腳，一個就 足夠了。在這種情況下，與斜率補(bǔ)償模塊輸入引腳為同一引腳的運(yùn)算放大器輸出引 腳，即被配置為模擬引腳，并且不應(yīng)被用于其它用途。我們可以將僅用作輸入功能 的數(shù)字引腳當(dāng)作一個按鍵來使用或者用于其它類似用途。在運(yùn)行期間，編程數(shù)據(jù) I/O引腳和其它兩個引腳處于空閑狀態(tài)，可用于用戶特定的用途。

 

升壓轉(zhuǎn)換器替代設(shè)計

 

我們還可以使用PIC12F1501來創(chuàng)建數(shù)字控制升壓電源。它在輕負(fù)載、硬件過壓保護(hù) 方面效率較高，并且只需使用少量的元件即可。所需的外設(shè)包括兩個10位ADC通道、 一個FVR、比較器、數(shù)控振蕩器和互補(bǔ)波形發(fā)生器。上述外設(shè)通過固件進(jìn)行內(nèi)部連 接，從而將所需的外部引腳數(shù)降低到了三個。該應(yīng)用的框圖如圖3所示。

 

圖3：數(shù)字控制升壓電源框圖

 

我們應(yīng)用比例控制回路來調(diào)節(jié)輸出電壓和電流。使用兩個ADC通道來讀取輸出值， 并對控制信號作相應(yīng)的調(diào)整。數(shù)控振蕩器使用頻率可變的固定導(dǎo)通時間脈沖來進(jìn)行 占空比脈沖頻率調(diào)制。

 

結(jié)論

 

本文展示了如何使用Microchip單片機(jī)在創(chuàng)建降壓和升壓轉(zhuǎn)換器的同時節(jié)省一部分 處理能力以便執(zhí)行其它任務(wù)。文中的三個應(yīng)用實(shí)例均只需要很小的一套外設(shè)即可實(shí) 現(xiàn)各自的目標(biāo)。
（來源：Microchip，作者：Mihnea Rosu）