中心議題：

• 級聯(lián)多電平逆變電路的拓撲結構
• 級聯(lián)多電平逆變器控制策略
• 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

解決方案：

• 三角載波移相pwm法
• 諧波消去法
• 開關頻率優(yōu)化pwm法

1 引言

級聯(lián)多電平逆變器是由若干個基本逆變單元(例如h橋逆變器)通過串聯(lián)連接而形成的單相或三相逆變器。每一個逆變單元可以輸出方波或階梯波，通過輸出波形的疊加合成，形成更多電平臺階的階梯波，以逼近逆變器的正弦輸出電壓。

這種電路的特點：隨著逆變器級聯(lián)數(shù)目的增加，輸出電壓的電平數(shù)增加，從而使得輸出電壓或電流波形的諧波含量減小;由于多個逆變單元串聯(lián)完成整個逆變?nèi)蝿眨m然整體輸出開關頻率變高，但各個逆變單元功率器件的開關頻率并不高，因此與非級聯(lián)電路相比功率器件承受的電壓應力減小，在高壓應用中無需均壓電路，同時可避免大的dv/dt所導致的電機負載絕緣等問題;當各串聯(lián)或并聯(lián)連接的級聯(lián)單元中有一個單元故障時，可通過把此單元短接而退出工作，其它單元仍然能夠正常工作，保證系統(tǒng)正常運行。使模塊化逆變器產(chǎn)品的封裝，生產(chǎn)和制造成為可能，擴展容易。

近年來，由于級聯(lián)多電平逆變器的上述優(yōu)點，在中高壓調(diào)速領域、不停電電源、交流柔性輸電系統(tǒng)(facts)等應用中引起了電力電子行業(yè)的極大關注，成為中高壓能量變換的首選方案。因此級聯(lián)多電平逆變器的拓撲結構及其控制策略的研究將極有意義。本文在閱讀國內(nèi)外文獻的基礎上，對級聯(lián)多電平逆變器的主電路拓撲結構及其控制方法進行匯總，以期對級聯(lián)多電平逆變器的研究提供參考。

2 級聯(lián)多電平逆變電路的拓撲結構

多電平逆變器實現(xiàn)的結構一般主要有：二極管箝位型(diode-clampedinverter)、飛跨電容箝位型(flying-capacitorinverter)、具有獨立直流電源的級聯(lián)型(cascaded-inverters with separate dcsources)、具有多繞組變壓器輸出的多重化型等等。

2.1基本的多電平逆變電路
(1) 全橋逆變電路
全橋逆變器的主電路圖見圖1。由于控制方式的不同，它可以有很多種工作方式，常用的工作方式為：
兩電平：s1(d1)和s4(d4)導通，而s2和s3關斷，uab=vdc;反之，s2(d2)和s3(d3)導通，而s1和s4關斷，uab=-vdc;
三電平：s1(d1)和s4(d4)導通，uab=vdc;s2和s3導通，uab=-vdc;s1(d1)和s2(d2)導通或s3(d3)和s4(d4)導通，uab=0。

對圖1進行改進就可以得到5電平單相橋式逆變電路，如圖2所示。和圖1相比，多了一個電容，使負載輸出的電平數(shù)為5:vdc，-vdc，0，+vdc/2，-vdc/2。s5截止時其工作同單相全橋逆變電路，可輸出三電平;s5和s4(d4)導通時，uab=vdc/2; s5和s2(d2)導通時，uab=-vdc/2。

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(2) 二極管箝位多電平逆變電路
1977年德國學者holtz首次提出了利用開關管來輔助中點箝位的三電平逆變器主電路，1980年日本的a·nabae等人對其進行了發(fā)展，提出了二極管箝位式逆變電路。圖3(a)為二極管箝位逆變電路，它具有2個電容，能輸出3電平的相電壓。

u相工作情況與輸出相電壓的電平
s11和s12(或d11和d12)通，s41和s42斷，uo間電位差為vdc/2;
s41和s42(或d41和d42)通，s11和s12斷，uo間電位差為-vdc/2;
s12和s41導通，s11和s42關斷時，uo間電位差為0;
s12和s41不能同時導通;
u》0時，s12和d1導通;
u《0時，s41和d4導通。

bhagwat和stefanovic在1983年進一步將三電平推廣到多電平的結構。二極管箝位式多電平變換電路的特點是采用多個二極管對相應的開關器件進行箝位，同時利用不同的開關組合輸出所需的不同電平。對于n電平電路，直流側需n-1個電容，能輸出n電平的相電壓，線電壓為(2n-1)電平，圖3(b)為二極管箝位式5電平變換電路拓撲結構。顯然輸出電平越多，其輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率越小。二極管箝位結構的顯著優(yōu)點：就是利用二極管箝位解決了功率器件串聯(lián)的均壓問題，適于高電壓場合。

缺點：雖然開關器件被箝位在vdc/(n-1)電壓上，但是二極管卻要承受不同倍數(shù)的vdc/(n-1)反向耐壓;如果使二極管的反向耐壓與開關器件相同，則需要多管串聯(lián)，當串聯(lián)數(shù)目很大時，增加了實際系統(tǒng)實現(xiàn)的難度;當逆變器傳輸有功功率時，由于各個電容的充電時間不同，將形成不平衡的電容電壓。

(3) 飛跨電容箝位型逆變電路
1992年，t·a·maynard和h·foch提出了如圖4(a)所示結構的飛跨電容箝位型逆變電路，其特點是用箝位電容代替圖3中所述的箝位二極管，直流側電容不變，其工作原理與二極管箝位型逆變器相似。

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若要輸出更多的電平，須按照圖4(b)所示層疊接法進行擴展。因此也稱為多單元層疊型逆變器(imbricatedcell multilevelinverter)[19]。同樣n電平逆變器可輸出n電平相電壓，(2n-1)電平的線電壓。飛跨電容箝位型逆變器相對于二極管箝位型逆變器的優(yōu)點是：在電壓合成方面，開關狀態(tài)的選擇具有更大的靈活性;由于電容的引進，可通過在同一電平上不同開關的組合，使直流側電容電壓保持均衡;可以控制有功功率和無功功率的流量，因此可用于高壓直流輸電。

缺點是：逆變器每個橋臂需要的電容數(shù)量隨輸出電平數(shù)增加而增加，再加上直流側的大量電容使得系統(tǒng)成本高且封裝困難;其次控制方法非常復雜，實現(xiàn)起來很困難;并且還存在電容的電壓不平衡問題。

2.2 級聯(lián)多電平逆變電路
具有獨立直流電源的級聯(lián)型逆變器是將前述多個逆變單元串聯(lián)起來，使逆變器輸出電壓的電平數(shù)增加，從而使得輸出波形的諧波含量減小，開關所承受的電壓應力減小。這種結構的特點就是易于進行模塊化設計，擴展容易;主要缺點是每個單元需要隔離的直流電源。

(1) 基本的級聯(lián)逆變電路
基本的級聯(lián)逆變電路就是具有獨立直流電源的級聯(lián)型逆變器。其中每個單元的直流電源可以相同也可以不同，但逆變單元拓撲結構是同一類型。如果串聯(lián)連接的逆變橋中，至少有一個獨立直流電源的電壓與其它橋不同，就稱這種多電平逆變器為非對稱的，否則為對稱(vdc1=vdc2=vdc3)，如圖5(a)所示。非對稱的逆變器一般比對稱型輸出的電平數(shù)多(相同結構和級數(shù)情況下)。

(2) 混合級聯(lián)逆變電路
為了輸出更多的電平，減少隔離電源數(shù)量，每個單元電路結構可以不完全相同，串聯(lián)單元本身還可以是一個多電平逆變器，如二極管箝位型逆變器，或飛跨電容箝位型逆變器。這種由不同結構單元串聯(lián)而成的逆變器稱為混聯(lián)型逆變器，如圖5(b)所示。如果需要三相，則可以用三組這樣的混聯(lián)單元按照圖5(a)所示連接方法相連。實際中，由于級聯(lián)多電平主要用于高壓大功率，為了充分發(fā)揮不同類型器件的優(yōu)點(高壓和高頻)，同一組(相)相串聯(lián)的不同的逆變單元中常常使用不同的器件，這種連接方式也稱為混聯(lián)，如圖6所示，igbt和igct的混聯(lián)型逆變單元，igbt工作于相對較高的頻率，較低的電壓;而igct工作于相對較高的電壓，較低的頻率。

除了上述的聯(lián)結方式以外，還有由一個三相三電平二極管箝位逆變器或飛跨電容型逆變器和三個單相h橋逆變器串聯(lián)形成的三相級聯(lián)逆變器。這種電路結構簡單，控制也易于實現(xiàn)，實際中已有使用。圖7為單-三相混合級聯(lián)逆變電路圖。

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(3) 減少獨立電源數(shù)的級聯(lián)多電平逆變電路
由前述可以看出，級聯(lián)多電平電路顯示了其巨大的優(yōu)越性，特別是模塊化的輸出為系統(tǒng)帶來很多方便。但是，在具有獨立直流電源的級聯(lián)多電平逆變電路中，其所需獨立直流電源數(shù)很大，且隨著輸出電平數(shù)及逆變器相數(shù)的增加而增加。如果每一個直流電源都需要被控制的話，就使整個系統(tǒng)的控制變得很復雜。因此文獻[18]提出了一種合成電路的思想，以期減少直流電源數(shù)量。

圖8(a)為推薦的三相級聯(lián)逆變主電路，它只有三個獨立直流電源，每相根據(jù)各開關的不同組合可以產(chǎn)生+2vdc、-2vdc、+vdc或-vdc電平的電壓。圖中fbc為基本的h橋逆變單元。為了避免各直流電源短路，增加了一組合成電路(synthesizingcircuit)。合成電路基本模式如圖8(b)所示，具體實現(xiàn)由圖8(c)所示的兩種方法完成，s1和s2為雙向開關。

3 級聯(lián)多電平逆變器控制策略

3.1三角載波移相pwm法(triangular carrier phase shifting pwm method pspwm)
三角載波移相pwm法是一種專門用于級聯(lián)多電平逆變器的pwm方法。每個逆變單元的調(diào)制信號均由一個三角載波和一個正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生，所有模塊的正弦調(diào)制波一樣，而三角載波依次相移一個角度，從而使得各單元模塊產(chǎn)生的spwm波在相位上相互錯開，最終各模塊串聯(lián)疊加后輸出的pwm波頻率提高了很多倍，可大大減小濾波電感的體積。

如對于m個逆變單元串聯(lián)的逆變電路，假設三角載波的頻率為正弦調(diào)制波的k倍，則相鄰載波之間的相移為2π/mk，相應的輸出等效載波頻率為mk。很多文章對輸出的諧波幅值及頻率與相位之間的關系進行了詳細分析。驗證了上述結論。圖9為3個逆變單元串聯(lián)的pspwm調(diào)制原理。

該法適合于單相系統(tǒng)。
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3.2 諧波消去法(harmonic elimination methog)
(1) 優(yōu)化階梯波寬度法(step modulation pwm)
它是基于合成理論，將串聯(lián)連接的多個逆變單元輸出的矩形波進行合成、疊加，成為接近于正弦波的階梯波，根據(jù)要消去的諧波項，通過優(yōu)化選擇各逆變單元器件的導通和截止的時刻(也就是各單元輸出方波的寬度)，從而達到消去特定諧波的目的。

如圖10(a)所示為三級串聯(lián)的多電平逆變器，v1、v2和v3是三個逆變單元輸出的電壓，最上面的波形為合成以后的階梯波形，通過合理選擇θ1、θ2和θ3來優(yōu)化階梯波。文獻[11][24]對此優(yōu)化算法進行了詳細分析。

(2) 特定諧波消去法(selective harmonic elimination pwm shepwm)
特定諧波消去法也是基于合成理論，在上述優(yōu)化階梯波寬度法的基礎上改進而來。優(yōu)化階梯波寬度法的開關角必須滿足0<θ1，θ2，…，θk<π/2，否則該方法不存在，因此其調(diào)制范圍通常較窄。而特定諧波消去法提高了該法的調(diào)制范圍。其基本思想是：由k(k為串聯(lián)連接的逆變單元數(shù))對脈沖波合成的輸出，可將其調(diào)制范圍分為k個區(qū)間，在不同的區(qū)間采用不同的波形疊加方式。

實際上特定諧波消去法就是每個逆變單元在控制上增加更多的自由度，如對三級串聯(lián)的逆變電路三級分別增加自由度變量：α1、α2和α3;β1、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如圖10(b)所示，通過調(diào)整這11個參數(shù)以消除更多的諧波。但是，很明顯，它是以提高開關頻率做代價的，算法比優(yōu)化階梯波寬度復雜很多。

(3) 虛擬級的脈寬調(diào)制法[21](virtual stage pulse-width modulation techniquevspwm)
上面兩種方法的開關頻率都是基波頻率，能消除的諧波個數(shù)受逆變器電平級數(shù)的限制。為了消除更多次數(shù)的諧波，提出了一種更一般的波形疊加方法。由k個直流電壓相等的h橋構成的逆變器，其輸出可以由p個正脈沖和q個負脈沖合成(p-q=k)，如圖11所示。通過選擇正、負脈沖的個數(shù)，消除更多的諧波。該法不受逆變器電平數(shù)的限制，但開關頻率也提高。

其實，無論采用上述諧波消去法中的何種方法，都必須求解一組超越方程以確定開關角等。同時采用數(shù)值法求解時，存在解的存在及唯一性問題。
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3.3 子諧波pwm法(subharmonic pwm)
對于n個逆變單元串聯(lián)的逆變器，每相控制可采用n個具有相同頻率(fc)和峰值(ac)的三角載波與一個頻率和幅值分別為fm和am的正弦調(diào)制波相比較，為了使n個三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且整個載波集對稱分布于零參考的正負兩側。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調(diào)制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應的開關器件，反之，如果調(diào)制波的幅值小于某個三角波的幅值則關斷該器件。該方法的原理如圖12(a)所示。顯然，最上層和最下層的逆變單元器件的開關次數(shù)多，因此，為了平衡開關數(shù)，可以采用不同波段變頻的策略，如圖12(b)所示。

根據(jù)三角載波的相位的不同，shpwm可分為三種典型的情況。
(1) pd法
所有載波具有相同相位(pd法)：諧波主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓畸變較大;其它的諧波分量主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小。在三相系統(tǒng)的輸出線電壓中，由于各個三角載波同相位，因此載波處的諧波相互抵消，使線電壓的thd降的較低;因此對于三相系統(tǒng)，如果載波比為3的倍數(shù)時，pd法線電壓諧波最小(三次諧波被消去)。

(2) pod型
所有位于零基準以上的載波同相位，所有位于零基準以下的載波具有相反相位(pod型)：在相電壓和線電壓中，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且其幅值大于pd型系統(tǒng)中的相應幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的相對較高。

(3) apod型
所有載波自上而下，交替反相和同相(apod型)：其頻譜分布與pod型系統(tǒng)很類似，所有諧波基本都位于以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶上，唯一的區(qū)別就是，pod型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩側邊帶中，而apod型系統(tǒng)中諧波分布更加均勻。顯然，在apod型系統(tǒng)中，由于相應諧波在三相系統(tǒng)中，不僅不能相互抵消，有的甚至相互疊加，導致線電壓的thd反而大于相電壓的thd。

因此，在三相系統(tǒng)中pd型系統(tǒng)是最優(yōu)的。對于單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

實際中，由于在混聯(lián)電路中，不同逆變單元中采用的器件不一樣，為了充分利用器件的開關特性，因此調(diào)制波不變，而載波的頻率可以設置的不一樣，大功率器件采用較低頻率的載波，較小功率的器件采用較高頻率的載波，如圖12(b)所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質量。

3.4 開關頻率優(yōu)化pwm法(switch frequency optimal—sfopwm)
開關頻率優(yōu)化pwm法與shpwm法類似，這種方法，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調(diào)制波中注入了零序分量，使調(diào)制比增大。對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調(diào)制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調(diào)制波的計算公式如下：
vzero=(max(va，vb，vc)+min(va，vb，vc))/2
va*=va-vzero
vb*=vb-vzero
vc*=vc-vzero

該方法只適用于三相系統(tǒng)，因為注入的零序分量在單相系統(tǒng)統(tǒng)中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關頻率優(yōu)化pwm法和三角波移相pwm法結合產(chǎn)生新的ps-sfopwm法，該法特點：在相同的開關頻率下，等效開關頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調(diào)制比提高了1.15倍。

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3.5 直接脈寬調(diào)制法
根據(jù)三相參考電壓直接確定在一個控制周期內(nèi)的開關函數(shù)，并計算各個開關函數(shù)的作用時間，最后合成逆變器的pwm脈沖輸出。

特點：不需定義載波信號和空間電壓矢量，與前幾種方法相比，算法簡單，數(shù)字實現(xiàn)容易，占機內(nèi)存小，在原理上體現(xiàn)了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合于各種電平，電平數(shù)的增加并不增加算法的復雜性和計算量，且不受拓撲結構的限制。

3.6 多電平最優(yōu)空間電壓矢量法
不管多電平的電平數(shù)為多少，首先借助于電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限制在接近于參考矢量的8個矢量，然后將這8個矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優(yōu)空間矢量，從而得到三相最優(yōu)電平輸出。

該法特點：微機執(zhí)行的時間與電平數(shù)無關。當電壓較高時，電平數(shù)較多有較大優(yōu)勢，開關頻率低，線電壓總諧波含量低，優(yōu)于多載波pwm法。

3.7 混合pwm法
本方法主要針對非對稱混聯(lián)逆變電路。為了實現(xiàn)輸出電壓波形的連續(xù)調(diào)幅，需要對多電平電路進行pwm控制。同時為了降低脈沖階躍幅度帶來的電磁干擾，連續(xù)調(diào)幅時產(chǎn)生的脈沖不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯(lián)逆變電路(三個級聯(lián)單元的直流電壓比為1:2：4)的混合pwm調(diào)制方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14(a)中的iii、iv波形進行驅動，然后將i中正弦調(diào)制波和iii、iv波形相減，得到1v單元的調(diào)制波ii。再用ii和三角載波進行調(diào)制，形成1v單元的pwm驅動波形，如圖14(b)所示。顯然，該法只對1v單元進行了pwm調(diào)制，因此在選擇器件時，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

文章同時對該法的擴展進行了研究，為了降低脈沖階躍帶來的電磁干擾及消除高次諧波，提出了“1+33”或“2+33”等混聯(lián)逆變電路實現(xiàn)方案。

4 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

4.1 級聯(lián)多電平逆變器的功率平衡
在多橋串聯(lián)的級聯(lián)對稱逆變器中，從長期運行的角度看，各逆變單元的功率平衡，將影響裝置的可靠性。為使各逆變單元工作應力平衡，需要對其相應的脈沖循環(huán)進行研究。以下研究假設串聯(lián)逆變單元數(shù)為k。

(1) 循環(huán)變換階梯調(diào)制法
它就是傳統(tǒng)的等周期循環(huán)法。在相鄰的k個控制周期中，對一相各串聯(lián)單元的控制脈沖進行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈沖在一個控制周期中總是中心對稱如圖15(a)所示，h1、h2和h3代表三個串聯(lián)h橋。圖15(b)所示為k=3時傳統(tǒng)等周期循環(huán)法的工作示意圖及一個完整的循環(huán)周期(三個周期)的開關次數(shù)。顯然采用這種方式，功率器件的開關次數(shù)多。

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(2) 旋轉變換階梯調(diào)制法
也稱錯位等周期循環(huán)法。它通過改變各串聯(lián)逆變單元的控制脈沖和循環(huán)次序使得在兩個控制周期切換時，所有功率器件不動作，大大減少開關次數(shù)。其輸出脈沖在一個控制周期中或者從控制周期的起點開始，或者在控制周期的終點結束。如圖16所示，其中k=3。

顯然這種方法既平衡了功率，又減少了開關次數(shù)，降低了器件的開關損耗，很適用于大功率應用。有些文章在此基礎上進行深入研究，提出了最小化管子的開關時刻的方法來優(yōu)化輸出波形，以及限制直流電容上的電壓脈動。與傳統(tǒng)算法相比，這種算法自由度少，控制效果好。除了上述方法外，還有等基波周期循環(huán)法、半基波周期循環(huán)法等，但它們的開關次數(shù)都很多，損耗大。

4.2 主從逆變單元的功率分配
有些學者為非對稱混聯(lián)多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元(master)就是串聯(lián)連接的逆變器中，直流電壓最高的單元，它承擔級聯(lián)逆變器大多數(shù)的功率，通常由gto、igct完成，同時通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元(slave)供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，只負責完成自己的逆變?nèi)蝿?。圖17所示為(a)(b)(c)(d)分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

4.3 級聯(lián)多電平逆變器的共模電壓的抑制
逆變器的共模電壓是指負載中性點與逆變器輸出的等值中性點之間的電壓。在交流調(diào)速中，pwm逆變電路或級聯(lián)型逆變電路在實際應用中都會產(chǎn)生共模電壓。共模電壓在功率器件的高速開關期間會產(chǎn)生充放電電流。此電流通過電機內(nèi)部的寄生電容產(chǎn)生流入地線的漏電流。漏電流過大將對電源產(chǎn)生電磁干擾，還會使電機軸承過早毀壞，從而影響系統(tǒng)運行的可靠性。因此，減小和消除共模電壓的研究將極有意義。

文獻[9][36]對在各種不同的控制方法下，級聯(lián)型逆變電路共模電壓的產(chǎn)生機理、大小進行比較，提出了采用電壓胞異相調(diào)制和注入三次諧波等方法，消除共模電壓，同時并不降低直流電壓利用率。文獻[43]提出了一種新穎的用于消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個單相逆變五繞組共模變壓器組成，可以產(chǎn)生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等，相位相反的共模電壓，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出，從而有效消除電機的共模電壓。

5 結束語

級聯(lián)多電平逆變電路由于其特有的優(yōu)越性，在電氣工程領域里的應用越來越廣泛，特別是在高壓領域里。本文從拓撲結構、控制方法和功率分配等角度對現(xiàn)有的文章內(nèi)容進行歸納總結。