中心論題：

• 概述以往轉換器不能現(xiàn)今以至將來的要求
• 描述采用DirectFET MOSFET并基于四相同步整流器

解決方案：

• DirectFETTM MOSFET
• 多相功率變換同步整流器
• 采用了可在1～2MHz頻率范圍內進行高效開關操作的合適MOSFET

一個采用DirectFET MOSFET并基于四相同步整流器的VRM能夠于高達2MHz/相位下工作，并提供120A電流，且滿足負載點電源的瞬態(tài)響應要求。

與十年之前以單元密度和導通電阻作為器件設計的主要考慮因素相比，功率MOSFET技術在發(fā)展方向上正經歷著一場重大的變革。如今，并在可以預見的未來，開關速度正在逐步成為負載點（POL）電源應用的決定性因素。對于工作電壓為1V或以下且對時鐘速度和電流需求更高的下一代微處理器而言，開關速度是滿足其供電要求的關鍵因素。電源的性能將取決于功率MOSFET能否進行高效開關操作并提供所需的瞬態(tài)響應。自1999年至今，瞬態(tài)響應要求已經從20A/μs提高至325A/μs左右，預計將于2004年達到400A/μs。

為了對上述的電源要求有所了解，我們先來看一下以往的轉換器設計。一直以來，用于給微處理器供電的POL DC-DC轉換器也包括單相標準或同步降壓型轉換器。直到不久以前，這些類型的轉換器仍然能夠滿足需要，因為微處理器的工作電流一般都維持在30A以下。然而，當今處理器的工作電流已經突破了30A，而且，電流需求仍在繼續(xù)呈指數(shù)性增長。在這種情形下，單相降壓轉換器已不再能夠對現(xiàn)今的處理器進行高效供電，原因是：它們需要采用較高的電感值來最大限度地減小輸出紋波電流；增大電感值以減小紋波電流會使瞬態(tài)響應速度有所減緩；集中式功率耗散要求采用散熱器以進行適當?shù)睦鋮s；通過MOSFET并聯(lián)的方法來處理更高的電流，需要克服一些設計上的障礙，比如電流共享、提供足夠驅動電流以及更高的封裝寄生效應。

多相功率變換中的同步整流器采用了可在1～2MHz頻率范圍內進行高效開關操作的合適MOSFET，能夠減小濾波電感器和電容器的數(shù)值，并使得POL電源能夠滿足瞬態(tài)響應要求。為了獲得合適的結果，必須對MOSFET的特性進行優(yōu)化。優(yōu)化處理的對象涉及多個對同步整流器的速度和性能有所影響的MOSFET因素： 柵-漏極電荷（Qgd）、柵-源極電荷（Qgs）、導通電阻（RDS(ON)）、Cdv/dt抗干擾 、封裝寄生效應 、熱阻 。

圖1示出了由一個高側MOSFET（Q1）和低側MOSFET（Q2）組成的典型同步整流器，為了實現(xiàn)最佳的同步整流器設計，這兩個MOSFET需要具備不同的特性。一般來說，您可以通過搜尋一個具有最低Qswitch×RDS(ON)性能因數(shù)的器件來選擇最佳的Q1 MOSFET。Qswitch被定義為柵-源極電荷的后柵極臨限部分與柵-漏極電荷之和（Qgs2 + Qgd）。相比之下，最佳的Q2 MOSFET必須擁有非常低的RDS(ON)以及良好的Cdv/dt抗干擾。由于Q2的漏極與轉換器的開關節(jié)點相連，因此，它承受著地電位與Vin之間的瞬變電壓。隨著Q1的導通和關斷，漏極電壓會以dV/dt的速率進行變化，該變化將被容性耦合至Q2的柵極，并能夠引起一個足以使MOSFET導通的電壓尖峰，從而產生擊穿電流。因此，必須最大限度地減小Qgd/ Qgs1（柵-漏極電荷/臨限前柵-源極電荷）之比率以降低Cdv/dt導通電位。

為了實現(xiàn)優(yōu)化的高頻開關操作，必須將封裝寄生效應降至一個絕對最小值。為此，MOSFET制造商推出了新型表面貼裝型封裝。其中之一是DirectFETTM MOSFET，其獨特的結構改善了封裝寄生效應以及熱解決方案，并減小占位面積和布局寄生效應。

DirectFET 封裝（圖2）在減輕封裝寄生效應和提高散熱性能方面取得了突破性進展，從而大大提升了器件的效率及電流傳輸能力。

DirectFET的硅芯片封裝在一個銅外殼中。封裝的底部由一個特殊設計的芯片所組成，源極和柵極接觸襯墊可以直接焊接到PC板上。硅芯片上的一個專有鈍化系統(tǒng)將柵極和源極襯墊隔離以防止發(fā)生短路，并在器件安裝于電路板之上時起一個焊接掩膜的作用。鈍化層還能夠保護端接點和柵極構造免受濕氣和其他污染影響。一個銅“外殼”從芯片的另一面形成漏極連接至電路板。該設計省去了引線框架和金屬線接點，并在占位面積與SO-8封裝相同的DirectFET封裝中將無芯片式封裝電阻（DFPR）降至0.1mΩ，而標準SO-8封裝則為1.5mΩ。

高速開關操作會影響器件的功率耗散，因此，熱阻特性也必須有所改善。DirectFET具有大面積的接點以及銅外殼，比SOIC塑模封裝顯著改善散熱性能。

DirectFET將結點至PC板的熱阻減小至1℃/W，而標準SO-8封裝則達20℃/W。銅外殼還提供了散熱面，從而將頂部結點至外殼熱阻降至3℃/W，相比之下，標準SO-8封裝則高達18℃/W。

利用散熱器和冷卻氣流，DirectFET封裝能夠將更多的熱量從封裝的頂部排出，與SO-8解決方案相比，最多可將結溫降低50℃。有效的頂端冷卻意味著能夠使散發(fā)的熱量離開電路板，從而增大了器件所能安全傳輸?shù)碾娏髁俊?/p>

DirectFET VRM設計
為了演示此項新型封裝工藝在VRM設計中所帶來的好處，我們利用DirectFET MOSFET設計了一個高電流四相VRM。6層電路板的每一層采用了4盎司銅箔。其四相控制器和驅動器的工作速度可高達2MHz/相位。為減小外形尺寸，該設計的輸入和輸出濾波器均采用了陶瓷電容器，電感器則采用了一個400nH的高電流、小占位面積線圈（10mm×10mm）。

該轉換器將很薄的DirectFET MOSFET安裝于電路板的背部，并在它們的上方安裝散熱器，這種結構符合VRM 9.1外形規(guī)范。另外采用電絕緣的導熱環(huán)氧樹脂將3.75英寸×0.75英寸的鋁制葉片式散熱器安裝于DirectFET的上方。

每相使用了一個高側（Q1，IRF6604）和一個低側（Q2，IRF6607）DirectFET。兩個不同的MOSFET（其特性列于表1）優(yōu)化了同步整流器的性能。為了提升效率，器件采用了一個與低側MOSFET并聯(lián)的芯片式封裝肖特基二極管（IR140CSP）。DirectFET封裝的低電感，再加上使用芯片式封裝肖特基二極管，能夠大大減小了環(huán)路電感，并降低了MOSFET死區(qū)期間的體二極管損耗。在室溫以及空氣流量為600LFM的條件下，該設計能夠在占位面積為3.8英寸×1.1英寸時對120A（30A/相位）的電流進行高效處理（圖3）。

由于兩個器件均具有高電流處理能力（ID），因而不再需要并聯(lián)。

我們在室溫環(huán)境中對采用600LFM的空氣流量以及在500kHz頻率下工作的模塊進行了內電路效率測量。如圖4所示，模塊在120A的滿載條件下實現(xiàn)了82%的效率。根據(jù)工作頻率來優(yōu)化柵極驅動電壓是很重要的。
 

由圖4可見，當負載電流較高時，于500kHz工作的7.5VGS柵極驅動電壓能夠提供比5VGS柵極驅動電壓更高的效率。

為了測試電路板在工作速度為2MHz/相位時的性能，電路板只提供了VRM的兩個相位。圖5示出了兩相VRM板。
 

圖6給出了當環(huán)境溫度為35℃、空氣流量為400LFM時在風洞中測得的兩相VRM板的效率曲線圖。由圖可見，VRM在負載電流高達25A/相位的情況下獲得了80%以上的效率。

效率比較
為了比較DirectFET MOSFET與SO-8兩者在性能上的差異，特意制作了兩個相同的VRM，一個采用SO-8封裝，另一個采用DirectFET。兩組器件所采用的硅片技術以及有效面積幾乎保持相同。兩個包含SO-8和DirectFET器件的電路均采用安裝于電路板下側的散熱器來進行冷卻。在效率數(shù)據(jù)的記錄過程中，兩個電路中均有一個400LFM的氣流射向散熱器。

圖7示出了工作于兩相VRM電路中的DirectFET和SO-8器件的效率與頻率的關系曲線。兩者的效率測量都是在20A/相位的負載電流條件下進行。在整個頻譜范圍內，采用DirectFET的VRM電路表現(xiàn)出高于采用SO-8的VRM電路的效率水平。兩種電路的效率差異還會隨著頻率的升高而增大。該結果反映出DirectFET器件的封裝寄生損耗較SO-8器件低。DirectFET封裝器件還能夠在更高的負載電流條件下工作。例如，在1MHz條件下，DirectFET VRM電路能夠對高達30A/相位的負載電流進行開關操作，并同時將電路板的溫度維持在100℃以下。而在相同的工作條件下，SO-8器件則只能對20A/相位左右的負載電流進行開關操作。DirectFET VRM電路較高的電流處理能力可歸功于結合了更低的封裝寄生效應以及更高的熱
性能。

圖8和圖9示出了封裝寄生效應對SO-8 MOSFET和DirectFET VRM的開關性能的影響。

圖8示出的是SO-8器件對30A電流進行開關操作時的波形，

圖9示出的是DirectFETTM 器件對30A電流進行開關操作時的波形。

通過比較圖8和圖9的波形，我們可以得出結論：相比SO-8器件而言，DirectFET器件在電路中產生的峰值振鈴電壓要小得多。由于這兩種封裝中的硅片具有相同的有效面積并采用了相同的技術，故可見產生差異的原因在于封裝的寄生效應。SO-8器件振鈴電壓較高的原因是其引線電感較高造成的。