同步整流的優(yōu)點(diǎn)眾所周知。功率FET的正向壓降一般明顯低于硅整流器的正向壓降，甚至低于肖特基二極管的正向壓降。
　　
對(duì)設(shè)計(jì)過(guò)同步整流器電路或正考慮這樣做的人來(lái)說(shuō)，問(wèn)題也是顯而易見(jiàn)的。除了定時(shí)問(wèn)題以外，另一問(wèn)題是柵極驅(qū)動(dòng)電壓隨著輸入及更加復(fù)雜的變壓器設(shè)計(jì)而變化，更不消提知識(shí)產(chǎn)權(quán)問(wèn)題，因?yàn)樵S多同步整流器設(shè)計(jì)已取得專(zhuān)利。
　　
本文討論一種新穎的解決方案，采用一個(gè)自供電兩端同步整流器器件。
　　
同步整流的趨勢(shì)
隨著效率重要性的增加，采用同步整流器也越來(lái)越普遍。這是因?yàn)榭偩€電壓趨向接近1伏，而電流要求以反比增長(zhǎng)。一個(gè)典型的硅整流器在其正向偏置模式中的壓降約為1伏。同樣地，一個(gè)肖特基二極管在其正向偏置模式中的壓降約為0.5伏。同步整流器的正向壓降取決于MOSFET的導(dǎo)通電阻和器件中的正向電流。基于同步整流器的電源轉(zhuǎn)換器的正向壓降范圍普遍為50 mV到200 mV。
　　
對(duì)于3.3伏的輸出電壓，如果采用肖特基二極管，變壓器的輸出電壓須為3.8伏，而如果采用正向壓降為100 mV的同步整流器，則變壓器的輸出電壓須為3.4伏。肖特基型整流器的效率為3.3 V/3.8 V，或86%，而同步整流器的效率為3.3 V /3.4 V，或97%。僅輸出段的效率就提高了11%。通過(guò)前級(jí)減小的輸出電源紋波，及減小其他元組件上的應(yīng)力，包括變壓器、電源開(kāi)關(guān)和輸入濾波器，以節(jié)約功率和成本。
　　
同步整流更加重要，因?yàn)楦鞣N經(jīng)濟(jì)體均采用環(huán)保政策，如美國(guó)能源之星(Energy Star)提議的新要求。能源之星計(jì)劃為基于銘牌功率水平的電源提出特定最低能效要求。比如，任何額定值為51瓦或以上的電源效率必須至少為85%。對(duì)于較低的功率水平，可以用公式計(jì)算能源之星額定值的最小允許效率。
　　
許多設(shè)計(jì)人員，因其設(shè)計(jì)復(fù)雜或知識(shí)產(chǎn)權(quán)問(wèn)題而不愿采用同步整流器。減輕設(shè)計(jì)工作后，同步整流可以與兩端二極管一樣簡(jiǎn)單。過(guò)去二十年在同步整流器電路方面作了許多工作，因此在各類(lèi)實(shí)踐應(yīng)用中出現(xiàn)了許多專(zhuān)利。這對(duì)于電路設(shè)計(jì)人員是一個(gè)挑戰(zhàn)，要么繞過(guò)現(xiàn)有的知識(shí)產(chǎn)權(quán)，要么就只能支付專(zhuān)利費(fèi)。
　　
兩端器件
實(shí)現(xiàn)與兩端整流器功能相當(dāng)?shù)钠骷仨毎ㄒ粋€(gè)MOSFET，一個(gè)控制該器件以及內(nèi)部偏置電源的非?？焖偾曳浅Ｃ舾械碾娐?。這樣的電路如圖1所示。
　　
與同步整流器一樣，功率MOSFET工作在第三象限。比較器檢測(cè)MOSFET上的電壓，當(dāng)體二極管正向偏置時(shí)，比較器導(dǎo)通MOSFET。這部分電路面對(duì)的挑戰(zhàn)是讓比較器隨著小的過(guò)載信號(hào)快速開(kāi)關(guān)，并且以大驅(qū)動(dòng)電流快速開(kāi)關(guān)MOSFET。

圖1  自供電同步整流器的簡(jiǎn)化電路圖
　　
穩(wěn)壓器模塊由一個(gè)電流源和比較器組成，根據(jù)內(nèi)部電容上的電壓?jiǎn)?dòng)或關(guān)閉電流源。必須快速對(duì)電容充電，以便在窄占空比工作模式中，如在電流限制或啟動(dòng)時(shí)，將電容充電至5伏，為MOSFET提供最大的柵極驅(qū)動(dòng)。
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比較器輸入端有一個(gè)具穩(wěn)定作用的小偏置電壓。如果偏置電壓要改變極性，在輕載工作模式，此時(shí)比較器將看到體二極管的正向壓降，同時(shí)導(dǎo)電開(kāi)始并且導(dǎo)通MOSFET。在輕載工作模式中，正向電流將足夠低，以使FET電阻上的正向壓降低于偏置電壓。在這種情況下，器件將回退并再次檢測(cè)體二極管上的壓降。這樣會(huì)產(chǎn)生振蕩。
　　
這種方案的優(yōu)點(diǎn)在于使電路設(shè)計(jì)人員輕松實(shí)現(xiàn)同步整流器。另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于開(kāi)關(guān)速度一致，因?yàn)闁艠O驅(qū)動(dòng)電壓恒定。在分立同步整流器設(shè)計(jì)中，柵極一般由變壓器線圈驅(qū)動(dòng)。因此，柵極上的電壓隨輸入電壓而變化。柵極電壓越高，關(guān)斷時(shí)的延遲時(shí)間越久，因?yàn)闁艠O電容必須比低線時(shí)在更大的電壓范圍內(nèi)放電。
　　
例如，如果MOSFET的柵極導(dǎo)通電壓為2.5伏，柵極驅(qū)動(dòng)為5伏，那么驅(qū)動(dòng)器必須放電柵極2.5伏才能開(kāi)始其關(guān)斷過(guò)程。在高線時(shí)，柵極電壓可以高達(dá)20伏，要求驅(qū)動(dòng)器在關(guān)斷過(guò)程開(kāi)始之前必須放電柵極12.5伏。所以開(kāi)始關(guān)斷MOSFET所需的放電就是五倍，產(chǎn)生的定時(shí)差別就是幾十納秒。
　　
內(nèi)部穩(wěn)壓電源的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于它用在諧振轉(zhuǎn)換器時(shí)。因?yàn)橹C振轉(zhuǎn)換器中波形的dv/dt相對(duì)較小，所以直接用變壓器線圈驅(qū)動(dòng)MOSFET是不可行的。通過(guò)在幾十納秒中提供快速方波柵極驅(qū)動(dòng)讓此電路克服了這個(gè)問(wèn)題，而與轉(zhuǎn)換器的電壓波形無(wú)關(guān)，因此解決了諧振轉(zhuǎn)換器的一個(gè)主要問(wèn)題。
　　
適用于此設(shè)計(jì)的兩種應(yīng)用是之前討論過(guò)的諧振轉(zhuǎn)換器和非連續(xù)反激轉(zhuǎn)換器。采用這種器件已經(jīng)建造了幾種非連續(xù)反激轉(zhuǎn)換器，而且與肖特基型整流器相比，效率提高了2%到10%。效率提高的優(yōu)勢(shì)體現(xiàn)在幾個(gè)方面。散熱器減小了，成本降低了，空間和重量減小了。不僅是整流器，還有電源開(kāi)關(guān)和變壓器的內(nèi)部溫度也降低了，從而提高了系統(tǒng)的可靠性。
　　
用非連續(xù)模式反激轉(zhuǎn)換器對(duì)這一器件進(jìn)行測(cè)試。它設(shè)計(jì)工作在36到72 Vdc的標(biāo)準(zhǔn)電信輸入范圍內(nèi)。根據(jù)此器件的初始測(cè)試，測(cè)量到效率明顯地提高。以肖特基二極管(MBRB4030)，然后以BERS(NIS6111)同步整流器進(jìn)行效率測(cè)試。功率FET的溫度也明顯降低，因?yàn)殡娐分型秸髌鳟a(chǎn)生的功率也下降了。圖2所示  5安培負(fù)載條件下，F(xiàn)ET溫度下降了20℃到40℃。從而能節(jié)約散熱器并提高可靠性。
　　
設(shè)計(jì)考慮
采用這類(lèi)器件需要理解幾方面的設(shè)計(jì)考慮。最重要的考慮之一是需要足夠的反向電壓保持控制電路工作。如圖1所示，穩(wěn)壓輸入使芯片的偏置電源對(duì)內(nèi)部電容充電。此輸入工作在完全柵極驅(qū)動(dòng)的反向電壓要求為6.5到28伏。電容充電時(shí)間大約為200 ns，所以不需要長(zhǎng)脈沖。在許多情況下，穩(wěn)壓輸入引腳可以與陰極引腳直接連接，以得到真正的兩端工作。如果陰極沒(méi)有足夠的電壓，此引腳可以連接到變壓器上的一個(gè)插頭。輸出電壓非常低時(shí)會(huì)發(fā)生此類(lèi)情況，此時(shí)電壓范圍在3伏以下，實(shí)例如圖2所示。