該策略可以使驅(qū)動(dòng)器更早地采取保護(hù)措施，限制IGBT的短路電流和短路功耗，減小關(guān)斷尖峰電壓?；? 300 V/1 200 A igbt模塊的短路實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該策略的有效性和可行性。

 

IGBT是一種先進(jìn)的功率開關(guān)器件，兼有GTR高電流密度、低飽和電壓和高耐壓的優(yōu)點(diǎn)以及MOSFET高輸入阻抗、高開關(guān)頻率、單極型電壓驅(qū)動(dòng)和低驅(qū)動(dòng)功率的優(yōu)點(diǎn)[1]。近年來，IGBT已經(jīng)在汽車電子、機(jī)車牽引和新能源等各個(gè)領(lǐng)域獲得廣泛的應(yīng)用。由于大功率IGBT模塊通常工作在高壓大電流的條件下，在系統(tǒng)運(yùn)行的過程中，IGBT模塊會(huì)出現(xiàn)短路損壞的問題，嚴(yán)重影響其應(yīng)用。因此，IGBT短路檢測與保護(hù)是其中的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。而大功率IGBT模塊的短路檢測和保護(hù)方法，一般是使用VCE退飽和檢測，再配合適當(dāng)?shù)能涥P(guān)斷電路進(jìn)行保護(hù)[2-3]。但使用VCE退飽和檢測時(shí)，則需要較長時(shí)間(1~8 μs)的檢測盲區(qū)和較高的集電極-發(fā)射極電壓檢測閾值。較長時(shí)間的檢測盲區(qū)是為了防止IGBT在正常開通時(shí)進(jìn)行誤檢測，但當(dāng)IGBT發(fā)生一類短路時(shí)，集電極電流迅速上升，IGBT一直工作在線性區(qū)，較長的短路檢測盲區(qū)時(shí)間不僅不利于限制igbt的短路電流和功耗，而且可能導(dǎo)致IGBT短路超過其10 μs的安全工作時(shí)間而損壞。

 

本文根據(jù)IGBT的短路特性和大功率IGBT模塊的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)設(shè)計(jì)了一種新型大功率IGBT模塊的短路檢測電路，采用兩級(jí)DI/DT檢測IGBT兩類短路狀態(tài)的實(shí)用方法。兩級(jí)DI/DT可在VCE的檢測盲區(qū)時(shí)間內(nèi)快速檢測出一類短路故障和二類短路故障。本方案可有效減小IGBT短路工作時(shí)間，限制IGBT的短路電流和功耗，最佳保護(hù)IGBT模塊。

 

 

IGBT短路時(shí)的數(shù)學(xué)表達(dá)式見式(1)，這個(gè)線性方程表示在短路發(fā)生時(shí)，電流的絕對值與電壓、回路中的電感量及整個(gè)過程持續(xù)的時(shí)間有關(guān)系。絕大部分的短路，母線電壓都是在額定點(diǎn)的，影響短路電流的因素主要是“短路回路中的電感量”。因此依據(jù)短路回路中的電感量，可將短路分為一類短路和二類短路。

 

 

一類短路是指IGBT本身處于已經(jīng)短路的負(fù)載回路中，短路回路中的電感量很小(100 nH級(jí))，比如橋臂直通。IGBT發(fā)生一類短路后的工作特性如圖1(a)所示。當(dāng)IGBT導(dǎo)通時(shí)，直流母線的所有電壓都集中在IGBT上，集電極電流迅速上升，此時(shí)短路電流上升速率只由功率驅(qū)動(dòng)電路決定，大功率IGBT模塊的一類短路電流上升率有數(shù)kA/μs。由于短路回路中寄生電感的存在，其表現(xiàn)為集電極-發(fā)射極電壓VCE小幅下降后又上升并短暫地超過母線電壓，之后穩(wěn)定在直流母線電壓。門極電壓在電流上升到最大值時(shí)會(huì)超過驅(qū)動(dòng)電壓，之后穩(wěn)定在驅(qū)動(dòng)電壓。

 

二類短路是指IGBT在導(dǎo)通狀態(tài)下發(fā)生短路，這類短路回路中的電感量是不確定的(μH級(jí))，比如相間短路或相對地短路。IGBT發(fā)生二類短路后的工作特性如圖1(b)所示。IGBT先工作在飽和區(qū)，在IGBT模塊電流不斷上升的同時(shí)VCE也隨著升高，只是上升幅度極小不易觀察到。當(dāng)IGBT電流繼續(xù)上升到一定值時(shí)，IGBT開始進(jìn)入退飽和區(qū)，VCE快速上升并短暫地超過母線電壓，最終穩(wěn)定在直流母線電壓。與一類短路相比，IGBT將受到更大的沖擊。

 

導(dǎo)讀： 為了解決傳統(tǒng)VCE在檢測大功率絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)模塊的短路故障時(shí)存在的問題，在分析了IGBT短路特性的基礎(chǔ)上，提出了一種基于兩級(jí)電流變化率(DI/DT)檢測IGBT兩類短路故障的策略。該策略可以使驅(qū)動(dòng)器更早地采取保護(hù)措施，限制IGBT的短路電流和短路功耗，減小關(guān)斷尖峰電壓。

 

IGBT發(fā)生短路時(shí)的電流是額定電流的8~10倍[4]。如果不能夠快速地檢測到短路故障，同時(shí)配合適當(dāng)?shù)能涥P(guān)斷保護(hù)措施，IGBT將會(huì)被損壞。

 

 

封裝后的IGBT模塊內(nèi)部有兩個(gè)發(fā)射極，一個(gè)是輔助e極，另一個(gè)是功率E極，輔助e極和功率E極之間有一個(gè)小于10 nH的寄生電感LeE，這個(gè)很小的寄生電感LeE在大的電流變化率下可以產(chǎn)生感應(yīng)電壓VeE[5]：

 

VeE即可反映出集電極電流IC的變化率。圖2所示為IGBT短路檢測原理圖，設(shè)置了兩個(gè)短路檢測閾值Vref1=7 V和Vref2=6 V來區(qū)分短路狀態(tài)(Vref1為第一級(jí)di/dt檢測閾值、Vref2為第二級(jí)DI/DT檢測閾值且Vref1>Vref2)，在IGBT開通信號(hào)到來時(shí)，Vref1和Vref2均小于采樣電壓Vsam。當(dāng)采樣電壓Vsam小于短路檢測閾值Vref2時(shí)，可判斷模塊發(fā)生一類短路；當(dāng)采樣電壓Vsam僅小于短路檢測閾值Vref1時(shí)，可判斷模塊發(fā)生二類短路。

 

 

當(dāng)IGBT發(fā)生一類短路后，IC迅速增大，1 μs內(nèi)就可達(dá)到數(shù)kA，如此大的DI/DT在LeE上產(chǎn)生的VeE較大且絕對值可以達(dá)到18 V。此時(shí)Vref1和Vref2均大于采樣得到的電壓Vsam，超過第二級(jí)DI/DT的閾值，相應(yīng)的比較器將輸出短路信號(hào)送給前級(jí)CPLD，從而采取適當(dāng)?shù)能涥P(guān)斷措施關(guān)斷IGBT模塊。顯然，DI/DT不需要檢測盲區(qū)時(shí)間，只要電流一開始上升，就可通過采樣VeE電壓判斷IGBT是否發(fā)生短路，從而達(dá)到最佳的保護(hù)方式。

 

當(dāng)IGBT發(fā)生二類短路后，電流上升率主要受母線電壓和負(fù)載影響，上升速率低于一類短路的電流上升率。此時(shí)，VeE的絕對值較小，即得到的采樣電壓Vsam小，不適合采用同一級(jí)DI/DT進(jìn)行檢測。而第一級(jí)DI/DT檢測就可以最佳地解決二類短路的檢測。當(dāng)IGBT發(fā)生二類短路后，集電極電流先快速上升，然后VCE也開始上升直至母線電壓。通過設(shè)置合適的第一級(jí)DI/DT檢測閾值就可以準(zhǔn)確地檢測到IGBT模塊發(fā)生的二類短路，驅(qū)動(dòng)器采取適當(dāng)?shù)能涥P(guān)斷措施關(guān)斷IGBT模塊，最佳地保護(hù)IGBT模塊。

 

導(dǎo)讀：為了解決傳統(tǒng)VCE在檢測大功率絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)模塊的短路故障時(shí)存在的問題，在分析了IGBT短路特性的基礎(chǔ)上，提出了一種基于兩級(jí)電流變化率(di/dt)檢測IGBT兩類短路故障的策略。該策略可以使驅(qū)動(dòng)器更早地采取保護(hù)措施，限制IGBT的短路電流和短路功耗，減小關(guān)斷尖峰電壓。

 

傳統(tǒng)使用VCE進(jìn)行短路檢測時(shí)，因需兼顧檢測一類短路和二類短路的需要，VCE需要較高的閾值，這使得驅(qū)動(dòng)器只能在IGBT退飽和時(shí)的VCE快速上升階段檢測到igbt的短路狀態(tài)。利用兩級(jí)di/dt分別檢測兩類短路，會(huì)在VCE檢測盲區(qū)時(shí)間內(nèi)就檢測到兩類短路狀態(tài)。因此，無論是一類短路還是二類短路，利用兩級(jí)DI/DT檢測短路的方法，通過設(shè)置合適的檢測閾值，都擁有更快的檢測速度從而最佳地保護(hù)IGBT模塊。

 

需要注意的是兩級(jí)DI/DT分別檢測IGBT模塊的兩類短路需配合適當(dāng)?shù)能涥P(guān)斷電路才能發(fā)揮其快速檢測IGBT模塊短路的優(yōu)勢。當(dāng)驅(qū)動(dòng)器快速檢測到IGBT發(fā)生短路后不能立即直接關(guān)斷IGBT模塊，因?yàn)榇藭r(shí)電流還在不斷上升，如果直接關(guān)斷IGBT模塊將會(huì)產(chǎn)生非常高的電壓尖峰，會(huì)危及IGBT的安全。若使用硬關(guān)斷，則需等待VCE上升至母線電壓方可動(dòng)作；若使用軟關(guān)斷，可立即動(dòng)作，緩慢降低門極電壓，電流會(huì)逐漸降低，此時(shí)VCE上升速率會(huì)加快，但產(chǎn)生的過壓會(huì)非常小。

 

 

為驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的短路檢測策略較傳統(tǒng)短路檢測方法的優(yōu)越性，使用3 300 V/1 200 A IGBT模塊進(jìn)行短路實(shí)驗(yàn)[5]，在實(shí)驗(yàn)中將母線電壓調(diào)整為1 500 V。

 

圖3(a)為一類短路測試原理圖，電網(wǎng)電壓經(jīng)過調(diào)壓器和整流橋，將母線電容電壓充到1 500 V，上管igbt的門極被-15 V關(guān)斷，且用粗短的銅排將其短路。對下管的IGBT釋放一個(gè)12 μs的單脈沖，直通就形成一類短路。圖3(b)為二類短路測試原理圖，將母線電容電壓同樣充到1 500 V，上管IGBT的門極被-15 V關(guān)斷，且給上管并聯(lián)一個(gè)4 μH的電感作為負(fù)載，下橋臂通過IGBT驅(qū)動(dòng)器釋放一個(gè)15 μs的單脈沖就形成二類短路。

 

 

圖4為傳統(tǒng)使用VCE檢測短路的波形。VCE檢測閾值為4 V，短路檢測盲區(qū)時(shí)間8 μs。圖4(a)為一類短路的測試波形，由圖可知，驗(yàn)證所用IGBT模塊發(fā)生一類短路后開通4 μs時(shí)電流上升到最大值6.12 kA，短路持續(xù)時(shí)間約8 μs，短路損耗約60 J。圖4(b)為二類短路測試波形，由波形可知，發(fā)生二類短路后開通約14 μs電流上升到最大值6.80 kA，短路損耗約12 J。

 

 

圖5為本文設(shè)計(jì)的兩級(jí)DI/DT分別檢測兩類短路的波形。通過觀察圖5(a)實(shí)驗(yàn)波形可知，發(fā)生一類短路后開通約2.4 μs時(shí)，第二級(jí)di/dt已檢測出一類短路狀態(tài)并將短路信號(hào)送給前級(jí)CPLD，驅(qū)動(dòng)器采取相應(yīng)的軟關(guān)斷措施將電流最大值限制在3.16 kA，短路持續(xù)時(shí)間為2 μs，短路損耗約5 J。通過對比分析圖4(a)和圖5(a)可知，圖5(a)的短路時(shí)間、短路電流和短路損耗遠(yuǎn)小于圖4(a)。觀察圖5(b)二類短路實(shí)驗(yàn)波形可知，開通約5.6 μs，第一級(jí)DI/DT立刻檢測出二類短路狀態(tài)，驅(qū)動(dòng)器立即采取相應(yīng)的軟關(guān)斷保護(hù)措施將電流最大值限制在4.2 kA，短路損耗約7 J。顯而易見，短路時(shí)間、短路電流和短路損耗也比圖4(b)小的多。

 

通過實(shí)驗(yàn)波形分析對比可知，兩級(jí)電流變化率(DI/DT)檢測兩類短路故障，可在傳統(tǒng)VCE退飽和短路檢測方法的檢測盲區(qū)時(shí)間內(nèi)就檢測到短路故障，使IGBT驅(qū)動(dòng)器有充足的反應(yīng)時(shí)間。再結(jié)合相應(yīng)的軟關(guān)斷保護(hù)策略，大大減小了IGBT的短路時(shí)間、短路電流，降低了短路功耗，最佳地保護(hù)了igbt模塊。

 

 

本文根據(jù)IGBT的短路特性和大功率IGBT模塊的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，提出一種采用兩級(jí)DI/DT分別檢測IGBT兩類短路故障的實(shí)用新方法。該方案可快速檢測IGBT的短路故障，使驅(qū)動(dòng)器能夠提早對短路故障做出響應(yīng)，可靠有效地保護(hù)IGBT模塊。通過調(diào)節(jié)兩級(jí)DI/DT的檢測閾值，該方案還可以應(yīng)用于多種等級(jí)的大功率IGBT模塊的短路檢測，保證IGBT系統(tǒng)的正常運(yùn)行。