因此，在此文中，當(dāng)嘗試使用新型TPS54116-Q1 DDR內(nèi)存電源解決方案作為示例在2MHz條件下操作時(shí)，我將提供一些關(guān)鍵考慮因素。

　　

2MHz開關(guān)頻率條件下工作時(shí)的第一個(gè)也是最重要的考慮因素是轉(zhuǎn)換器的最小接通時(shí)間。在降壓轉(zhuǎn)換器中，當(dāng)高側(cè)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，它在關(guān)閉前必須保持最小的導(dǎo)通時(shí)間。通過峰值電流模式控制，最小導(dǎo)通時(shí)間通常受電流檢測(cè)信號(hào)的消隱時(shí)間限制。轉(zhuǎn)換器的最高最小導(dǎo)通時(shí)間通常發(fā)生在最小負(fù)載條件下，對(duì)此有三個(gè)原因。

　　

較重負(fù)載條件下，電路中有直流降，增加了工作接通時(shí)間。

　　

開關(guān)節(jié)點(diǎn)的上升時(shí)間和下降時(shí)間。死區(qū)時(shí)間期間（從低側(cè)MOSFET關(guān)斷到高側(cè)MOSFET導(dǎo)通的時(shí)間，及高側(cè)MOSFET關(guān)斷和低側(cè)MOSFET導(dǎo)通之間的時(shí)間），通過電感的電流對(duì)開關(guān)節(jié)點(diǎn)處的任意寄生電容進(jìn)行充放電。輕負(fù)載條件下，電感器中的電流較少，因此電容充放電速度更緩慢，導(dǎo)致開關(guān)節(jié)點(diǎn)處的上升和下降時(shí)間較長(zhǎng)。上升和下降時(shí)間較長(zhǎng)使得開關(guān)節(jié)點(diǎn)處的有效脈沖寬度增加。

　　

低到高的死區(qū)時(shí)間。當(dāng)?shù)蛡?cè)MOSFET關(guān)斷且高側(cè)MOSFET再次導(dǎo)通之前，通過電感器的電流對(duì)開關(guān)節(jié)點(diǎn)處的電壓進(jìn)行充電，直到高側(cè)MOSFET的體二極管鉗位開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓。結(jié)果，死區(qū)時(shí)間的低側(cè)MOSFET關(guān)斷到高側(cè)MOSFET期間，開關(guān)節(jié)點(diǎn)為高。由于開關(guān)節(jié)點(diǎn)在該時(shí)間段為高，因此低到高的死區(qū)時(shí)間增加了有效最小脈沖寬度。在圖1中，您可看到，雖然導(dǎo)通時(shí)間相同，但脈沖寬度更大。

 

圖1：滿載和無負(fù)載時(shí)的脈沖寬度

　　

試圖在2MHz條件下工作時(shí)的第二個(gè)考慮因素是最小輸入電壓（VIN）和輸出電壓（VOUT）的轉(zhuǎn)換比。這與轉(zhuǎn)換器的最小接通時(shí)間有關(guān)，因?yàn)樵摫嚷试谵D(zhuǎn)換器需要操作時(shí)設(shè)定接通時(shí)間。例如，若轉(zhuǎn)換器具有100ns的最小導(dǎo)通時(shí)間且在2MHz條件下工作，則使用公式1，其可以支持的最小轉(zhuǎn)換比（Dmin）為20％。若給定的VIN至VOUT比所需的導(dǎo)通時(shí)間小于最小導(dǎo)通時(shí)間，則多數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入脈沖跨越模式以保持輸出電壓穩(wěn)定。當(dāng)脈沖跨越時(shí)，開關(guān)頻率發(fā)生變化且可能在需要限制噪聲的頻率中引起噪聲。

　　

 

在電源連接到電池的汽車應(yīng)用中，導(dǎo)通時(shí)間必須支持從6V至18V的典型VIN范圍轉(zhuǎn)換。使用等式2（18V最大輸入和20％轉(zhuǎn)換比），最小輸出電壓為3.6V。當(dāng)直接連接到電池時(shí)，可能發(fā)生超過此典型范圍的大電壓尖峰（例如在負(fù)載突降期間）。根據(jù)應(yīng)用的要求，在輸入電壓尖峰期間，可以允許或不允許轉(zhuǎn)換器進(jìn)行脈沖跨越。

　　

 

連接到3.3V或5V電源軌的穩(wěn)壓器可更容易地在2MHz條件下工作。例如，TPS54116-Q11的最大導(dǎo)通時(shí)間為125ns，因此在2MHz條件下，最小占空比為25％。3.3V輸入支持的最小輸出電壓為0.825V；5V電軌時(shí)，支持的最小輸出電壓為1.25V。對(duì)給定應(yīng)用中最小輸出電壓的全面分析還應(yīng)包括VIN和開關(guān)頻率的容差。

　　

試圖在2MHz條件下操作時(shí)的第三個(gè)考慮因素是電感器中的交流損耗。交流損耗隨開關(guān)頻率的增加而增加，因此在選擇2MHz的電感時(shí)需加以考慮。一些電感器使用具有較低AC損耗的型芯材料，以在較高頻率下提供更好的效率。大多數(shù)電感器供應(yīng)商提供一種工具來評(píng)估其電感器中的交流損耗。

　　

試圖在2MHz條件下操作時(shí)的第四個(gè)考慮因素是尺寸和效率之間的權(quán)衡。選擇開關(guān)頻率用于DC / DC轉(zhuǎn)換器時(shí)，必須在尺寸和效率之間進(jìn)行權(quán)衡。電感器尺寸和一些轉(zhuǎn)換器損耗隨開關(guān)頻率的增加而增加。具體來講，對(duì)比400 kHz和2MHz兩種條件時(shí)，2MHz設(shè)計(jì)將使用5倍更小的電感，但具有5倍更大的開關(guān)損耗。5倍較小的電感意味著電感尺寸較小。

　　

與開關(guān)頻率相關(guān)的轉(zhuǎn)換器中的兩個(gè)主要損耗是高側(cè)MOSFET和死區(qū)時(shí)間損耗的開關(guān)損耗。等式3是這些損失的基本估計(jì)，您可用它進(jìn)一步分析伴隨較高開關(guān)頻率損耗增加的影響。例如，若為5V輸入、4A負(fù)載、3ns上升時(shí)間、2ns下降時(shí)間、0.7V體二極管壓降和20ns死區(qū)時(shí)間，預(yù)估功率損耗在2MHz時(shí)為325mW，在400kHz時(shí)為65mW。

　　

 

額外的功率損耗導(dǎo)致更高的工作結(jié)溫。使用等式4（TPS54116-Q1EVM-830中，RθJA = 35°C/W），集成電路的結(jié)溫將僅增加約9℃。熱性能可能隨不同的PCB布局而變化。

　　

 

僅因?yàn)閿?shù)據(jù)表在首頁(yè)具有2MHz并不意味著在所有工作條件下都可以實(shí)現(xiàn)2MHz。2MHz條件下的開關(guān)具有其優(yōu)缺點(diǎn)，并且通常要在DC/DC轉(zhuǎn)換器解決方案的尺寸和效率之間權(quán)衡。訂購(gòu)TPS54116-Q1EVM-830評(píng)估模塊，并立即在WEBENCH Power Designer中開始2MHz設(shè)計(jì)。