圖2.42差模輸入與共模輸入信號(hào)增益示意圖
放大器共模抑制比(CMRR)參數(shù)評(píng)估與電路共模抑制能力實(shí)例分析
發(fā)布時(shí)間:2020-10-13 責(zé)任編輯:lina
【導(dǎo)讀】許多硬件工程師會(huì)將放大器的共模抑制比視為最難掌握的直流參數(shù),首先因?yàn)槎x所涉及的因子容易產(chǎn)生混淆;其次,掌握了共模抑制比的定義,按其字面理解難以在設(shè)計(jì)中直接使用;最后,掌握了放大器的共模抑制比參數(shù)的評(píng)估方法,不代表可以在應(yīng)用電路對(duì)共模信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效抑制。
許多硬件工程師會(huì)將放大器的共模抑制比視為最難掌握的直流參數(shù),首先因?yàn)槎x所涉及的因子容易產(chǎn)生混淆;其次,掌握了共模抑制比的定義,按其字面理解難以在設(shè)計(jì)中直接使用;最后,掌握了放大器的共模抑制比參數(shù)的評(píng)估方法,不代表可以在應(yīng)用電路對(duì)共模信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效抑制。本篇解析放大器共模抑制比參數(shù)定義與其影響的評(píng)估方法,以及結(jié)合一個(gè)實(shí)際案例討論影響電路共模抑制的因素。
在討論共模抑制比之前,先認(rèn)識(shí)兩個(gè)專有名詞,差模增益Ad、共模增益Ac。
如圖2.42(a),差模增益定義為加載于兩個(gè)輸入端之間的信號(hào)所獲得的增益,如式2-24。
其中,Vd為差模輸入信號(hào),它可以等效為圖2.42(b)。
如圖2.42(c),共模增益定義為同時(shí)加載于兩個(gè)輸入端信號(hào)所獲得的增益,如式2-25。
圖2.42差模輸入與共模輸入信號(hào)增益示意圖
放大器的差模增益是電路所需要的增益,而共模增益將放大直流噪聲。共模抑制比(Common Mode Rejection Ratio,CMRR),定義為差模增益與共模增益的比值,如式2-26。
通常Ad值很大,而Ac值趨近于零,所以CMRR很大,數(shù)據(jù)手冊(cè)中通常使用dB為單位,計(jì)算方式如式2-27。
從應(yīng)用的角度,共模抑制比可看作輸入共模電壓變化引起輸入直流誤差,如式2-28。
式中,Vcm為輸入共模電壓,Ver_CMRR為共模電壓所引起的輸入直流誤差。
老一代精密放大器的共模抑制比通常在70dB至120dB左右,新一代精密放大器的共模抑制比性能大幅提升。如圖2.43所示,OP07在25℃環(huán)境中,供電電壓為±15V,共模電壓為±13V時(shí),共模抑制比最小值為100dB,典型值為120dB;而ADA4077在同等工作環(huán)境和工作電壓下,共模電壓為-13.8V至13.8V時(shí),共模抑制比最小值為132dB,典型值為150dB。
圖2.43 ADA4077與OP07共模抑制比性能
如圖2.44,在相同電路中對(duì)比OP07、ADA4077共模抑制比的性能,假定電阻完全匹配(R1=R3,R2=R4),共模電壓為10V。
圖2.44 0P07與ADA4077差分放大電路圖
使用OP07共模抑制比的典型值120dB代入式2-28,共模電壓在輸入端將產(chǎn)生的輸入直流誤差為10μV。
而使用ADA4077共模抑制比的典型值150dB代入式2-28,共模電壓在輸入端將產(chǎn)生的輸入值誤差為0.316μV。
由此可見,在該差分電路中,使用ADA4077替換OP07,由放大器共模抑制比限制所產(chǎn)生的直流誤差明顯改善。
上述分析通常適合在選型階段評(píng)估放大器共模抑制比是否符合要求,在實(shí)際設(shè)計(jì)中,放大器共模抑制比參數(shù)不等于電路共模抑制比,而電路的共模抑制是更為關(guān)注的設(shè)計(jì)要點(diǎn)。
2017年10月中旬,筆者接到一位異地項(xiàng)目負(fù)責(zé)人的特急求助電話,其研發(fā)的設(shè)備在核心客戶試用中出現(xiàn)異常,將影響核心客戶產(chǎn)品的生產(chǎn)品質(zhì),已經(jīng)收到限期整改通知。電路如圖2.45,工程師使用2片ADA4522-2組建差動(dòng)電路,第一級(jí)電路U8A、U8B實(shí)現(xiàn)差動(dòng)電路的輸入緩沖器功能,第二級(jí)電路U5A實(shí)現(xiàn)差動(dòng)信號(hào)放大電路,其中,R6、R7阻值為30KΩ,誤差為1%,R5、R74阻值為3KΩ,誤差為1%,電路預(yù)期的增益設(shè)計(jì)為10倍。
圖2.45 ADA4522-2組建差分電路
核心客戶在25℃恒溫環(huán)境下使用設(shè)備,測(cè)試點(diǎn)TP76、TP77對(duì)地的共模電壓為7V,在TP76、TP77之間輸入26.5mV差模信號(hào)時(shí),電路輸出(U5A 1腳)為259mV,接近電路預(yù)期設(shè)計(jì),但是當(dāng)TP76、TP77輸入差模信號(hào)為1mV時(shí),電路輸出(U5A 1腳)只有5mV,誤差過大。
筆者即時(shí)給出電路分級(jí)測(cè)量定位故障的方法,而項(xiàng)目負(fù)責(zé)人當(dāng)時(shí)不能完全理解逐級(jí)測(cè)試原理。堅(jiān)持認(rèn)為電路只有放大器和電阻,并且電阻的誤差為1%,電路在處理1mV的差分信號(hào)誤差達(dá)到50%,篤定是ADA4522芯片出現(xiàn)問題,沒有使用推薦測(cè)試方法。所以次日凌晨筆者郵件回復(fù)電路分析過程。
如圖2.46,ADA4522-2 是零偏型放大器,在25℃環(huán)境中,供電電源為30V時(shí),失調(diào)電壓最大值為5μV,相比于1mV的電壓影響可以忽略,輸入偏置電流最大值為150pA, 輸入失調(diào)電流最大值為300pA,與輸入側(cè)電阻作用所產(chǎn)生的失調(diào)電壓也可以忽略。
圖2.46 ADA4522失調(diào)電壓與偏置電流規(guī)格
其次,根據(jù)圖2.45推導(dǎo)電路的傳遞函數(shù),如圖2.47。如步驟三,關(guān)于項(xiàng)目負(fù)責(zé)人認(rèn)為電路增益為R7與R74比值,建立條件為R5與R74,R6與R7完全一致。
圖2.47第二級(jí)差動(dòng)電路傳函推導(dǎo)
那么這四個(gè)匹配電阻使用1%誤差的器件,所導(dǎo)致電路的誤差還會(huì)是1%嗎?
最后,通過Excel生成簡(jiǎn)化之前的電路傳遞函數(shù),模擬測(cè)試點(diǎn)輸入TP79輸入7V,TP80輸入7.001V,R5、R74保持為理想電阻,分組調(diào)整R6、R7的誤差,計(jì)算差分電路標(biāo)準(zhǔn)傳遞函數(shù)的輸出值(Vo1),與計(jì)算差分電路化簡(jiǎn)之后傳遞函數(shù)的輸出值(Vo2),如圖2.48。
圖2.48計(jì)算差動(dòng)電路匹配電阻誤差產(chǎn)生的影響
結(jié)論如下:
(1)R6、R7 使用理想電阻,Vo1與Vo2相同。
(2)R6、R7 調(diào)整為1%誤差電阻時(shí),Vo1為0.136V ,Vo2為0.0099V二者差異巨大。
(3)R6、R7調(diào)整為0.1%誤差電阻時(shí),Vo1為0.0227V ,Vo2為0.00999V二者仍存在明顯差異。
(4)R6、R7調(diào)整為0.01%誤差電阻時(shí)(LT5400A為例),Vo1為0.01127V ,Vo2為0.009999V,二者誤差為11%。
(5)R6、R7 調(diào)整為0.0025%誤差的精密電阻時(shí)(LT5400B為例),Vo1為0.01031797V,Vo2為0.00999975V,二者誤差為3%。
后續(xù),項(xiàng)目負(fù)責(zé)人在原機(jī)型中,使用LT5400精密電阻替代原誤差為1%的電阻R5、R74、R6、R7,整改設(shè)備順利完成核心客戶的測(cè)試驗(yàn)收。
導(dǎo)致該故障的根本原因是由于差動(dòng)電路的匹配電阻失配,使得整個(gè)電路對(duì)共模信號(hào)的抑制比遠(yuǎn)低于預(yù)期。電路共模抑制比的影響因素一部分來源于放大器內(nèi)部(共模抑制比參數(shù)),另一部分來源于應(yīng)用電路,例如差動(dòng)電路的匹配電阻、信號(hào)源內(nèi)阻。尤其是后者往往不被工程師所重視。
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