這種FNI結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)——NPC逆變拓?fù)?，最早是由Nable等人于1981年提出的。與傳統(tǒng)兩電平變換器相比，有以下優(yōu)點(diǎn)：在大功率系統(tǒng)中，將功率器件直接串聯(lián)使用而無須外加輔助電路；器件耐壓極限降至直流側(cè)電壓的一半，使器件的選取變得靈活；輸出波形中諧波成分相對(duì)于兩電平變換器大為減少，減輕了濾波環(huán)節(jié)負(fù)擔(dān)；負(fù)載上電壓紋波減小，抑止了電磁干擾問題。

 

2、控制方式的比較與改進(jìn)

 

2.1　 已有控制方案的介紹

 

文獻(xiàn)［4］中Lau W H等開發(fā)的控制方案的優(yōu)點(diǎn)在于提高模塊輸出的等效開關(guān)頻率，抑止輸出諧波；缺點(diǎn)在于系統(tǒng)的輸入信號(hào)在經(jīng)過PWM調(diào)制后，仍不能作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)使用，還須繼續(xù)進(jìn)行較繁瑣的計(jì)算，故不能很好地使用于現(xiàn)有的數(shù)字信號(hào)處理芯片。

 

2.2　改進(jìn)的控制方案的原理

 

改進(jìn)后的控制方式首先將載波頻率提高一倍至2fC，并調(diào)整其偏置后，再進(jìn)行PWM比較，如圖2所示調(diào)制后的信號(hào)即為驅(qū)動(dòng)信號(hào)。而且控制左右橋臂（Leg1、Leg2）的載波相位相同，沒有文獻(xiàn)控制方式所要求的相位差，其好處在于避免系統(tǒng)在調(diào)整開關(guān)頻率的同時(shí)還需要調(diào)整相位差，同時(shí)有利于系統(tǒng)調(diào)節(jié)直流側(cè)電容的中點(diǎn)電位。

 

圖2　改進(jìn)的控制方案的原理

 

比較圖2和文獻(xiàn)［4］可以發(fā)現(xiàn)，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是相同的，所以輸出波形也一定是相同的。改進(jìn)后的控制策略能夠便捷地應(yīng)用到數(shù)字信號(hào)處理芯片中，同時(shí)保留文獻(xiàn)［4］控制方式的優(yōu)點(diǎn)。例如在DSP（TMS320LF2407）芯片上PWM的調(diào)制可以通過專職的事件管理模塊EVA及EVB直接完成，這樣大大降低了控制方式的實(shí)現(xiàn)難度。

 

改進(jìn)后的控制策略也有不足之處，就是也沒有提供解決直流側(cè)電容的中點(diǎn)電位不平衡問題的方案。根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，由于電路元件的固有電阻特性不對(duì)稱所造成的電容中點(diǎn)電位的靜態(tài)誤差不能被忽略。圖9（f）為直流側(cè)電源為400V時(shí)中點(diǎn)電位的情況，可以發(fā)現(xiàn)有13.2V的靜態(tài)誤差。

 

2.3　中點(diǎn)電位不平衡的危害與解決方案

 

文獻(xiàn)［1］分析了系統(tǒng)直流側(cè)中點(diǎn)電位漂移對(duì)輸出THD的影響，如圖3所示。圖3中的k值：，代表了中點(diǎn)的失衡程度。在其他工業(yè)用途中，由于對(duì)輸出波形畸變要求不高，中點(diǎn)的適當(dāng)漂移是允許的。但是，在諸如功率放大器系統(tǒng)等對(duì)輸出波形質(zhì)量要求較高的應(yīng)用中，中點(diǎn)不平衡可以成為輸出畸變的重要原因之一。為了克服中點(diǎn)不平衡帶來的輸出波形質(zhì)量下降，我們?cè)诟倪M(jìn)的控制方式中加入中點(diǎn)平衡控制，程序流程圖如圖4所示，中點(diǎn)平衡控制方案框圖如圖5所示。中點(diǎn)平衡控制原理為，每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)首先對(duì)直流側(cè)電容電壓采樣得到VC1和VC2（見圖1），然后對(duì)VC1和VC2的差值做PI運(yùn)算。如果PI運(yùn)算的結(jié)果為正，則和POSREF（系統(tǒng)能夠容忍的VC1超過VC2的最大值）比較，如果發(fā)現(xiàn)比較器的輸出為正，即意味著中點(diǎn)的漂移情況較為嚴(yán)重。進(jìn)而檢測參考信號(hào)VS的幅值，如果VS的幅值為負(fù)時(shí)（表現(xiàn)為當(dāng)0和VS的幅值通過比較器后，輸出為正），則將載波頻率提高為2fc；反之，如果電壓差值PI運(yùn)算的結(jié)果小于NEGREF，且參考信號(hào)Vs幅值為正，則將載波頻率提高為2fc；其他情況下，載波頻率維持fc不變。圖5中Switch模塊的功能是，如果模塊左面中間腳的輸入信號(hào)為正，則模塊的右面輸出同模塊左面最下腳輸入信號(hào)一致；如果模塊左面中間腳的輸入信號(hào)為零，則模塊的右面輸出同模塊左面最上腳輸入信號(hào)一致。

 

圖3　 中點(diǎn)電位不平衡對(duì)輸出THD的影響

 

圖4　程序流程圖

 

圖5　中點(diǎn)平衡控制方案框圖

 

載波頻率確定后，將VS函數(shù)值加載至DSP芯片事件管理器模塊中的比較單元，準(zhǔn)備同載波進(jìn)行PWM調(diào)制。加載完成后即進(jìn)行中斷復(fù)位。

 

這種中點(diǎn)控制方式的本質(zhì)是通過調(diào)節(jié)載波的頻率來改變中點(diǎn)電流的流向。通過比較載波頻率加倍前后中點(diǎn)電流流向的仿真，我們可以得知：如果以參考信號(hào)VS的頻率fs為參考，載波頻率加倍前，中點(diǎn)電流ineu的流向每周期內(nèi)交替變化（見圖6），變換的頻率為2fc；載波頻率加倍后，中點(diǎn)電流ineu的流向每周期內(nèi)只改變一次（見圖7），即變換的頻率為2fs。又因?yàn)楹笳咧悬c(diǎn)電流的流向同參考信號(hào)VS的幅值有關(guān)，所以在決定是否將載波頻率加倍前，需要檢測VS幅值的正負(fù)。

 

圖6　 載波頻率加倍前中點(diǎn)電流流向的仿真

 

圖7　 載波頻率加倍后中點(diǎn)電流流向的仿真

 

圖8 載波倍頻控制方案的原理

 

比較圖8和圖2可知，當(dāng)載波頻率加倍時(shí)，輸出波形同原來一致。在DSP（TMS320LF2407）芯片中，載波頻率只有在載波的幅值為0時(shí)才能改變；故載波無相位差可以使控制左右橋臂的載波頻率同時(shí)變化而對(duì)輸出波形無任何影響。

 

3、實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與結(jié)果

 

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)單模塊多電平電路的實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，其具體的電路參數(shù)及規(guī)格如下：

輸出滿載功率　　1kW；

輸出頻率　　2kHz；

直流側(cè)輸入電壓　　400V；

基礎(chǔ)開關(guān)頻率　　100kHz。

 

開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)由DSP提供，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的PWM調(diào)制產(chǎn)生均在DSP內(nèi)部完成。圖9和圖10分別為采用中點(diǎn)平衡控制前后的輸出波形和中點(diǎn)電位比較。

 

如圖9（e）和圖9（f）所示，采用中點(diǎn)平衡控制后，直流側(cè)電容電壓靜態(tài)誤差3.2V；采用中點(diǎn)平衡控制前，直流側(cè)電容電壓靜態(tài)誤差13.2V。

 

（a）輸出波形

 

（b）輸出波形局部放大

 

（c）中點(diǎn)電位波形

圖9　 采用中點(diǎn)平衡控制前的波形

 

（a）輸出波形

 

（b）輸出波形局部放大

 

（c）中點(diǎn)電位波形

圖10　采用中點(diǎn)平衡控制后的波形

 

4、結(jié)語

本文分析了開關(guān)功率放大器的拓?fù)浜蛿?shù)字控 制方案。在控制方案設(shè)計(jì)中，介紹了一種適合五電平二極管中點(diǎn)鉗位逆變拓?fù)涞腜WM控制技術(shù)，它能提高輸出的等效開關(guān)頻率并降低直流側(cè)中點(diǎn)電位的漂移，提高系統(tǒng)輸出波形質(zhì)量。

 

文中的FNI功率模塊可以采用交錯(cuò)并列的方式提高系統(tǒng)的總功率和輸出波形的電平數(shù)，這樣既達(dá)到了擴(kuò)展系統(tǒng)功率等級(jí)的要求，又可以降低系統(tǒng)的輸出畸變。

 

當(dāng)然還有很多問題需要解決，比如多電平逆變電路的死區(qū)補(bǔ)償問題，以及多模塊間的均流問題等，這些都將作為下一步研究工作的重點(diǎn)。