因此，我不得不使用 15 W 射燈（絕緣）設計來測試一個設計方法，該設計方案采用針對 7 個串聯(lián) LED 配置的 TPS92314 器件，可通過 150 ~ 265V AC 輸入提供 3.1V 正向電壓和 0.7A 額定電流。按照下列指示，我在 240V 的 AC 輸入電壓下實現(xiàn)了 8.7% 的 THD。

 

在進行實際實施之前，請查閱應用手冊，了解完成該測試所需的兩個重要方程式。

 

 

 

在本例中，k 等于 1.68，我們可通過上述方程繪制出當 k = 1.68 時 THD 與“m”的關(guān)系曲線圖。

 

 

從下圖中我們可以看到，當 k 增大時（在 m<k 的一個具體“m”值下），THD 也會增大。

 

 

因此，重新看一下“m”和“k”的定義，我們就會發(fā)現(xiàn)，增大匝數(shù)比（n = Np/Ns）及轉(zhuǎn)換器延遲時間，可降低 THD。除這兩個參數(shù)外，EMI 濾波器設計也可對 THD 的改善起到非常重要的作用。用來降低總諧波失真的三個設計注意事項包括：

 

1. 增加變壓器匝數(shù)比 (n = Np/Ns) 可增大反射電壓。這會提高成本和開關(guān) FET 的電壓應力。在本特例中，我們將匝數(shù)比調(diào)成近似于 10，以保持反射電壓約為 174V。FET 額定值必須高于過沖電壓、（LED 最大電壓+ 輸出二極管壓降）× 匝數(shù)比加上峰值 AC 輸入電壓的總和。計算結(jié)果將近 640V [= 50 V + (20 + 0.5) * 10 + 1.414 * 265]。我使用的是 700V 額定 FET 以及約為 16pF 的低漏源極電容。

 

2. 增加轉(zhuǎn)換器延遲時間可降低 THD。我將電阻器從計算的 5.6k 變?yōu)?6.2k。延遲時間取決于變壓器的初級線圈電感以及 FET 的漏源極電容。所得延遲時間約為 280ns。

 

3. 在輸入端添加 EMI 濾波器。在本例中，將帶有 275V AC、68nF 電容器的 80mH 共模線圈添加至輸入端，并在該橋接之后添加一個包含 1mH 鼓電感器和兩個 400V、33nF 電容器的 π 濾波器。這可幫助我們實現(xiàn) 2.15 kHz 的差分濾波器轉(zhuǎn)角頻率。在線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡和頻譜分析儀的幫助下，我在查看傳導 EMI 曲線后，在多次迭代中計算這些值。在最初沒有任何線路濾波器的情況下，峰值在 100 kHz（轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率）下約為 85dBuV。該頻譜已經(jīng)超出了 CISPR 15 B 類標準的限值，直到頻率為 1MHz 時才降至限值以內(nèi)。因此不得不采用 EMI 濾波器。我逐步增加共模線圈值，并觀察其對 THD 性能的影響（將電容器增大到一定程度后會降低 PF 性能）。最后，該值達到了 80mH 和 68nF 左右，而截止頻率則為 2.15 kHz，衰減超過 30dB，使 100 kHz 下的峰值降至 55.78dBuV。這樣，頻譜不僅下降了，而且它還使燈光達到了 CISPR 15 標準（符合準峰值和平均限值兩種要求）。進行這一改變后，THD 改善至大約 9 ~ 10%。與共模線圈相關(guān)的漏電感幫我實現(xiàn)了差分濾波器。

 

 

通過進行上述改變，我才得以在 240V 的輸入電壓下實現(xiàn) 8.5% 的 THD 以及 0.98 的 PF，輸出電壓為 21.8V。在相同設計中的輸出端（18.8V 輸出）使用六個 LED，我們在 240V 電壓下實現(xiàn)了 9% 的 THD。通過 EE1685 磁芯（匝數(shù) 180）實現(xiàn)了 80mH 的 EMI 濾波器。主變壓器的初級電感為 2mH，峰值主電流約為 0.5A。

 

本次測試使用的 LED 驅(qū)動器是 TPS92314，這款一次側(cè)控制離線 LED 驅(qū)動器主要用于低成本照明應用（少量外部元件）。它具有恒定導通時間架構(gòu)，無需復雜的補償技術(shù)就可實現(xiàn)自然功率因數(shù)校正。此外，諧振谷值開關(guān)也可減少 EMI，提高系統(tǒng)效率。其它優(yōu)異的特性還包括逐周期一次側(cè)電流限制、VCC 過壓保護及欠壓鎖定、輸出 LED 過壓保護以及控制器關(guān)閉等。

 

基于TI TPS92314 的完整原理圖如下。

 

 

 

推薦閱讀：