【導(dǎo)讀】本文將對一些參數(shù)進(jìn)行探討,如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗,并對電路和器件特性相關(guān)的三個主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外,還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素,討論二極管恢復(fù)性能對于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?/strong>
MOSFET和IGBT內(nèi)部結(jié)構(gòu)不同,決定了其應(yīng)用領(lǐng)域的不同
1、由于MOSFET的結(jié)構(gòu),通常它可以做到電流很大,可以到上KA,但是前提耐壓能力沒有IGBT強(qiáng)。
2、IGBT可以做很大功率,電流和電壓都可以,就是一點(diǎn)頻率不是太高,目前IGBT硬開關(guān)速度可以到100KHZ,那已經(jīng)是不錯了。不過相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛,MOSFET可以工作到幾百KHZ,上MHZ,以至幾十MHZ,射頻領(lǐng)域的產(chǎn)品。
3、就其應(yīng)用,根據(jù)其特點(diǎn):MOSFET應(yīng)用于開關(guān)電源、鎮(zhèn)流器、高頻感應(yīng)加熱、高頻逆變焊機(jī)、通信電源等等高頻電源領(lǐng)域;IGBT集中應(yīng)用于焊機(jī),逆變器,變頻器,電鍍電解電源,超音頻感應(yīng)加熱等領(lǐng)域。
開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇,即開關(guān)管和整流器。
雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題,但針對特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較,確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。
本文將對一些參數(shù)進(jìn)行探討,如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗,并對電路和器件特性相關(guān)的三個主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外,還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素,討論二極管恢復(fù)性能對于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?/div>
導(dǎo)通損耗
除了IGBT的電壓下降時間較長外,IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出,完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾(voltage tail)出現(xiàn)。
這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng),使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下,在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間,VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時間積分,單位為焦耳,包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù),Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗;Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗,可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量,典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達(dá)致所需的測試電流,然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。
在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下,柵極驅(qū)動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說,升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外,確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。軟化度 (Softness),即tb/ta比率,對開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當(dāng)?shù)挠绊?。某些高速二極管在時間tb內(nèi),從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高,故會在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI),并可能在二極管上導(dǎo)致過高的反向電壓。
在硬開關(guān)電路中,如全橋和半橋拓?fù)渲?,與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管,當(dāng)對應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時二極管有電流經(jīng)過,因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。所以,選擇具有快速體二極管恢復(fù)特性的MOSFET十分重要。不幸的是,MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復(fù)特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此,對于硬開關(guān)MOSFET應(yīng)用而言,體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。
一般來說,IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配,具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動IGBT組合封裝在一起。相反地,軟恢復(fù)超快二極管,可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。
除了選擇正確的二極管外,設(shè)計人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動導(dǎo)通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導(dǎo)通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中,因?yàn)檩^高的di/dt 會導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求,可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測試與驗(yàn)證,然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。
假定在導(dǎo)通時,F(xiàn)ET電流上升到10A,根據(jù)圖3中25℃的那條曲線,為了達(dá)到10A的值,柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V,平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。
公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動阻抗
把平均GFS值運(yùn)用到公式1中,得到柵極驅(qū)動電壓Vdrive=10V,所需的 di/dt=600A/μs,F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V,Ciss=1200pF;于是可以計算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線,會在Eon期間出現(xiàn)變化,意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進(jìn)入了該公式,表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應(yīng)。
同樣的,IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動導(dǎo)通阻抗計算,VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定,并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為100Ω,該值比前面的37Ω高,表明IGBT GFS較高,而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于,為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT,必須對柵極驅(qū)動電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。
傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎
在比較額定值為600V的器件時,IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測,并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。例如,F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系,圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后,MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。
不過,圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時,圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路,125℃的結(jié)溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中,MOSFET-IGBT的曲線相交點(diǎn)為2.65A RMS。對PFC電路而言,當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS時,MOSFET具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導(dǎo)損耗、I2R,利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi),該傳導(dǎo)損耗還可以進(jìn)一步精確化,這種關(guān)系如圖6所示。
一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導(dǎo)損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù),RDS(on)變化對大多數(shù)SMPS拓?fù)涞挠绊懞苄?。例如,在PFC電路中,當(dāng)FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(on) 的測試條件) 時,RDS(on)的有效值和傳導(dǎo)損耗會增加5%。
在MOSFET傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,應(yīng)該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中,其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS),則有效的RDS(on)將比5.5A(規(guī)格書中的測試電流)時的0.32歐姆大25%。
公式2 CCM PFC電路中的RMS電流
式2中,Iacrms是PFC電路RMS輸入電流;Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓;Vout是直流輸出電壓。
在實(shí)際應(yīng)用中,計算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜,因?yàn)槊總€開關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示,比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓,VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是,傳導(dǎo)損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積,加上RMS集電極電流的平方,再乘以阻抗RFCE。
圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗,即假定設(shè)計目標(biāo)在維持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例,該電路被限制在5.8A,而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導(dǎo)超過MOSFET 70% 的功率。
雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小,但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through,穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負(fù)溫度系數(shù))特性,不能并聯(lián)分流?;蛟S,這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機(jī)械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián),以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地,MOSFET具有PTC (正溫度系數(shù)),可以提供良好的電流分流。
關(guān)斷損耗 —問題尚未結(jié)束
在硬開關(guān)、鉗位感性電路中,MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多,原因在于IGBT 的拖尾電流,這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff,其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同,并包含拖尾電流能量損耗。
圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路, 它的測試電壓,即圖2中的VDD,因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應(yīng)考慮這測試條件中的VDD,因?yàn)樵谳^低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測試和工作將導(dǎo)致Eoff能耗降低。
降低柵極驅(qū)動關(guān)斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示,當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關(guān)斷時,在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過,降低Eoff驅(qū)動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動回路中的風(fēng)險,避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài),從而導(dǎo)致多個產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動作。
ZVS和ZCS拓?fù)湓诮档蚆OSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒有那么大,因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進(jìn)行耗散的電勢值時,會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff性能。正確的柵極驅(qū)動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點(diǎn)以前不被清除,從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。
MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動速度、柵極驅(qū)動關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個電勢,通過限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時,電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH,VGS(th)=4V,則最大電流下降速度為VGS(th)/Lx=800A/μs。
總結(jié):
在選用功率開關(guān)器件時,并沒有萬全的解決方案,電路拓?fù)洹⒐ぷ黝l率、環(huán)境溫度和物理尺寸,所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。
在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應(yīng)用中,MOSFET由于具有較快的開關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗,因此能夠在較高頻率下工作。
對硬開關(guān)應(yīng)用而言,MOSFET寄生二極管的恢復(fù)特性可能是個缺點(diǎn)。相反,由于IGBT組合封裝內(nèi)的二極管與特定應(yīng)用匹配,極佳的軟恢復(fù)二極管可與更高速的SMPS器件相配合。
后語:MOSFE和IGBT是沒有本質(zhì)區(qū)別的,人們常問的“是MOSFET好還是IGBT好”這個問題本身就是錯誤的。至于我們?yōu)楹斡袝r用MOSFET,有時又不用MOSFET而采用IGBT,不能簡單的用好和壞來區(qū)分,來判定,需要用辯證的方法來考慮這個問題。
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